本发明涉及一种主动前端整流器的模型预测控 制方法中滤波器延迟的补偿方 法， 属于电力电子控制技术领域。 背景技术

近年来， 基于模型预测控制的功率变换器全数字控制方 法得到快速发展。 MPC 是一种基于数学模型来预测控制对象未来响应 的控制算法。 算法中包含一个根据 控制目标进行定义的价值函数。 通过最小化价值函数， 算法在每个采样周期预测 得到最佳电压矢量， 并作为下一周期的作用矢量， 算法在每个采样周期循环一次。 模型预测控制属于一种非线性控制技术， 由于不包含线性控制器和调制算法， 系 统具有较快的瞬态响应速度。 随着微处理器技术的快速发展和相关研究的深 入， 模型预测控制在电力电子及电机驱动的应用中 体现出巨大的优势。

由于模型预测控制是一种直接对电流进行预测 和调节的控制算法， 其对电流 检测的精度要求较高， 为了去除干扰， 通常需要将检测到的电压、 电流信号在采 样前进行滤波处理。 滤波器在滤除高频干扰信号的同时， 会造成信号的延迟。 由 于模型预测控制采用循环寻优， 不经调制过程而直接输出的不定频控制方式， 虽 然系统瞬态响应速度优良， 但其采样频率高， 运行性能受系统延迟影响较为明显。 当滤波器截止频率较低时， 信号滤波会产生较大的延迟， 造成系统实际输出值与 设定值出现偏差， 影响系统的控制品质。 因此， 有必要设计一种针对模型预测控 制的滤波器延迟补偿方法。 发明内容

本发明的目的在于解决现有模型预测控制方法 中存在的问题， 提供一种基于 模型预测控制的主动前端整流器滤波延迟补偿 方法， 方法不需要添设额外的硬件 装置， 可以有效消除滤波器延迟对控制系统造成的影 响， 使得基于模型预测控制 的主动前端整流器在系统存在较大延迟情况下 仍能保持较好的控制效果。

为了解决上述技术问题， 本发明予以实现的一个技术方案是： 1.一种基于模型预测控制的主动前端整流器滤� ��延迟补偿方法， 其特征在于： 包括以下步骤：

步骤一： 检测主动前端整流器三相电网电压、 三相输入电流采样值， 并将其 经过克拉克 Clarke变换得到两相静止坐标系下的电网电压采 样值 e _a 、 和输入电 流采样值 _fa 、 ίφ;

步骤二： 根据实际整流器中电压平衡方程式 (1)建立等效整流器数学模型；

式 (1)中： e _a 、 为电网电压采样值； 、 _β 为整流器输入电流值； 与 R分别 为输入电感值和等效串联电阻值； Μ _α 、 为整流器输入电压值；

根据实际滤波器对应的传递函数建立等效滤波 器模型， 该等效滤波器模型理 想传递函数为式 (2):

、 b _m s ^m + b _m ,s ^m ~ ^l + - - - + b _n

F(s) = _n ~ , °- (2) a _n s + a _n _ _x s + · · · + α ₀ 式 （2 ) 中： α。， 为滤波器传递函数分母部分的系数； b ₀ ， ^... 为滤 波器传递函数分子部分的系数； s为传递函数中的复变量；

上述等效整流器数学模型和等效滤波器模型构 成滤波延迟观测器；

步骤三： 将步骤一得到的电网电压采样值 e _a 、 和上一个采样周期中计算得 到的整流器输入电压值 Μ _α 、 作为滤波延迟观测器的输入量， 根据等效整流器数 学模型计算得到等效整流器输入电流值 。 _α 、 _{/οβ ;}

步骤四： 将等效整流器输入电流值 。 _α 、 。β经过等效滤波器模型式计算得到等 效采样电流 。fo、 /ofp ;

步骤五： 将步骤一得到的输入电流采样值 _fa 、 ½与步骤四得到的等效采样电 流 、 οφ的差值经过一比例控制器补偿到滤波延迟� �测器的输入中；

步骤六： 将等效整流器输入电流值 。 _a 、 。β作为整流器输入电流的观测值输入 到模型预测控制算法中， 得到最优的开关状态和对应的整流器输入电压 值 、 _Μβ ; 相比输入电流采样值 _fa 、 ΐφ, 整流器输入电流观测值 。 _α 、 ½不受滤波器延迟的影 响， 其更接近实际的整流器输入电流值， 由此滤波器延迟的影响得到补偿。 与现有技术相比， 本发明的有益效果是：

本发明的延迟补偿方法在不改动硬件结构的情 况下， 通过增加滤波延迟观测 器， 有效消除了滤波器延迟对模型预测控制算法造 成的影响， 在主动前端整流器 控制系统存在较大延迟情况下， 能够有效消除电流谐波， 提高了系统的控制品质 和鲁棒性， 增强了模型预测控制方法在实际应用中的控制 效果， 实现主动前端整 流器在控制系统存在较大延迟情况下的稳定运 行。 附图说明

图 1为一阶滤波器截止频率与信号延迟的关系；

图 2为截止频率为 1kHz情况下， 不同滤波器阶数下相位延迟的关系； 图 3为基于滤波延迟观测器的模型预测控制算法� �控制流程图；

图 4为滤波延迟观测器控制流程图。 具体实施方式

下面结合具体实施方式对本发明作进一步详细 地描述。

本发明一种基于模型预测控制的主动前端整流 器滤波延迟补偿方法， 包括以 下步骤：

步骤一： 检测主动前端整流器三相电网电压、 三相输入电流采样值， 并将其 经过克拉克 Clarke变换得到两相静止坐标系下的电网电压采 样值 e _a 、 和输入电 流采样值 _fa 、 ίφ;

步骤二： 根据实际整流器中电压平衡方程式 (1)建立等效整流器数学模型；

式 (1)中： e _a 、 为电网电压采样值； 、 _β 为整流器输入电流值； 与 R分别 为输入电感值和等效串联电阻值； Μ _α 、 为整流器输入电压值；

根据实际滤波器对应的传递函数建立等效滤波 器模型， 该等效滤波器模型理 想传递函数为式 (2): 、 b _m s ^m + b _m ,S + K

F(s) = _n ~ °- (2) a _n s + a _n _,s + · · · + α ₀ 式 （2 ) 中： α。， 为滤波器传递函数分母部分的系数； b ₀ ， ^... 为滤 波器传递函数分子部分的系数； s为传递函数中的复变量；

上述等效整流器数学模型和等效滤波器模型构 成滤波延迟观测器；

步骤三： 将步骤一得到的电网电压采样值 e _a 、 和上一个采样周期中计算得 到的整流器输入电压值 Μ _α 、 作为滤波延迟观测器的输入量， 根据等效整流器数 学模型计算得到等效整流器输入电流值 。 _α 、 _{/οβ ;}

步骤四： 将等效整流器输入电流值 。 _α 、 ½经过等效滤波器模型式计算得到等 效采样电流 。fa、 /ofp ;

步骤五： 将步骤一得到的输入电流采样值 _fa 、 ½与步骤四得到的等效采样电 流 、 οφ的差值经过一比例控制器补偿到滤波延迟� �测器的输入中；

步骤六： 将等效整流器输入电流值 。 _a 、 。β作为整流器输入电流的观测值输入 到模型预测控制算法中， 得到最优的开关状态和对应的整流器输入电压 值 、 _Μβ ; 相比输入电流采样值 _fa 、 ½， 整流器输入电流观测值 。 α、 ½不受滤波器延迟的影 响， 其更接近实际的整流器输入电流值， 由此滤波器延迟的影响得到补偿。 下面结合附图和实施例对本发明进一步说明。

输入滤波器在滤除高频干扰信号的同时， 会造成信号的延迟。 图 1 为一阶滤 波器截止频率与信号延迟的关系。 由图 1 可以看出， 滤波器造成的延迟随着截止 频率的降低而增加。 图 2为截止频率为 1kHz情况下， 不同滤波器阶数下相位延迟 的关系。 由图 2可以看出， 与阶数较低的滤波器相比， 高阶滤波器将产生较大的 延迟。

图 3 为本发明加入滤波器延迟补偿的模型预测控制 算法的控制框图。 其控制 方法具体包括如下步骤:（将图 3中记载的所有文字内容都要补入到下述的描� �中） (1)经过传感器测量、 低通滤波器滤波和模拟量 /数字量（Analog quantity/Digtal quantity, 简称 A/D ) 的转换后得到主动前端整流器三相电网电压采 样值 e _a 、 e _b 、 e _c , 三相电流采样值 &、 和直流母线电压采样值 M _{dc ;}

(2)将步骤 (1)得到的三相电网电压采样值 e _a 、 e _b , e _e 和三相输入电流采样值 _fa 、 fb _fc 经 Clarke变换 （即图中的 30/αβ变换模块） 得到两相静止坐标系下的电网

电压采样值 e _a 、 和输入电流采样值 _fa 、 %；

(3)将三相电网电压采样值 e _a 、 e _b 、 经过锁相环 (PLL；)， 得到电网电压角度

(4)将直流母线电压参考值 与步骤 (1)得到的直流母线电压采样值 _Md 。做差， 经过比例积分 （Proportional integral, 简称 PI) 控制器得到同步旋转坐标系下 d轴 电流参考值 。 设 q轴参考电流为 0， 以电网电压角度为变换角对 d、 q轴电流参 考值 、 _q *进行反 Park变换（即图 3中的 dq/αβ变换模块）， 得到两相静止坐标系 下的电流参考值 *、 ；

(5)将上一个采样周期中步骤 (6)计算得到的整流器输入电压值 _Μαβ 、步骤 (2)得到 的电网电压采样值 e _a 、 和输入电流采样值 _fa 、 ½作为滤波延迟观测器的输入， 得到整流器输入电流观测值 。 _α 、 _οβ ;

(6)将步骤 (4)中计算得到的电流参考值 *、 步骤 (2)得到的电网电压采样值 e _a 、 和步骤 (5)得到的整流器输入电流观测值 。 _α 、 。β作为模型预测算法的输入量， 对于 0~7的 8种开关状态， 根据式 3和式 4得到下一个采样周期的整流器输入电 压值 ¾½、 以及对应的最优开关状态信号

式 (3)中： n=0,l,...,7; ^ + ^和^^ + ^为下一个采样周期中， 0~7的 8种开 关状态分别对应的预测电流值； Γ为采样周期值； 为图中输入侧滤波电感值； R 为图中输入侧等效串联电阻值。

g _n (k + i ( i)] ² (4) 式 (4；)式中： n=0,l,...,7; + 1；)为 0~7的 8种开关状态分别对应价值函数计 算结果。

S _k :mm{g _n (k + \)}^ _{Ql Ί} (5) (7)用步骤 (6)得到的最优开关状态信号 &作为控制功率器件的开关信号， 当 下一个采样周期开始时， 循环到步骤 (1)。

图 3中滤波延迟观测器如图 4所示。 其运行过程具体如下：

假设电网电压采样值 e _a 、 不受滤波器的影响。 在实际物理系统 （图中上部 的虚线框） 中， 电网电压值 e _a 、 和整流器输入电压 Μ _α 、 _Μ β作用于实际整流器， 得到对应的整流器输入电流 、 4、 _β 经过低通滤波器得到滤波后的输入电流采 样值 _fa 、 ½。 在观测器 （图中下部的虚线框） 中， 通过对实际物理系统进行建模， 得到物理系统模型， 其包括整流器和滤波器的等效数学模型。 电网电压采样值 e _a 、 和整流器输入电压 _Ma 、 up,经过观测器中的整流器等效数学模型得到等 效整流器 输入电流值！ _οα 、 1 ₀ β, 再经过滤波器等效数学模型 （即图中的等效滤波器模块） 得 到物理系统模型的等效采样电流 i _ofa 、 。φ。为了使物理系统模型逼近实际物理系统� �� 将检测到的实际系统采样电流 _fa 、 ίφ与由物理系统模型得到的等效采样电流 i _ofa 、 。φ的差值经过比例控制器 （即图中的 ρ模块） 补偿到观测器的输入中， 使得等 效整流器输入电流值 。 _α 、 ½与实际整流器输入电流 、 β逼近。 因此， 将观测器 中等效整流器输入电流值 。 _α 、 ½取代滤波后的输入电流采样值 _fa 、 ½作为采样电 流输入到模型预测控制算法中， 避免了滤波延迟造成的影响。

观测器算法中的等效数学模型逼近实际物理系 统， 由此得到的等效整流器输 入电流值 。 α、 。β相当于整流器的实际输入电流值， 这样便达到了消除滤波器造成 的采样延迟的目的。

尽管上面结合图对本发明进行了描述， 但是本发明并不局限于上述的具体实施方 式， 上述的具体实施方式仅仅是示意性的， 而不是限制性的， 本领域的普通技术 人员在本发明的启示下， 在不脱离本发明宗旨的情况下， 还可以作出很多变形， 这些均属于本发明的保护之内。