Beschreibung

Titel

Vorrichtung zur Erfassung akustischer Signale sowie dazugehöriges Verfahren Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung sowie ein Verfahren zur Erfassung akustischer Signale, insbesondere von Ultraschallimpulsen bei der

Umfelderfassung eines Fahrzeugs. Die Erfindung findet insbesondere

Anwendung bei der Erfassung von akustischen Signalen, die von dem eigenen Fahrzeug oder/und von einem anderen Ort aus der Umgebung des Fahrzeugs her abgegebenen wurden und die optional an Objekten im Umfeld des

Fahrzeugs reflektiert wurden. Ferner wird ein Kraftfahrzeug mit einem

Fahrerassistenzsystem bereitgestellt, dass die erfindungsgemäße Vorrichtung aufweist. Stand der Technik.

Zur akustischen Umfelderfassung von Fahrzeugen werden derzeit üblicherweise pulsweise messende Ultraschallsysteme verwendet, bei denen kurze

Signalpulse von um 0,3 ms ausgesandt werden und anhand der Laufzeit der Reflexe dieser Pulse an Objekten der Umgebung mittels der

Schallgeschwindigkeit der Abstand zu den Objekten bestimmt wird. Bei einer Relativbewegung von Schallquelle, Empfänger und/oder des optional im

Ausbreitungspfad vorhandenen Reflektors zueinander verändert sich die Frequenz des empfangenen Signals im Verhältnis zu dem von der Schallquelle abgegebenen infolge Dopplerverschiebung.

Mittels von geeigneten Frequenzanalyseverfahren, beispielsweise dem

Intrapulsverfahren oder dem Pulsmusterverfahren, können Veränderungen des empfangenen zum ausgesandten Signal, wie sie beispielsweise infolge der Dopplerverschiebungen auftreten, leicht detektiert werden. Ferner können zusätzlich zum Abstand Bewegungstendenzen sowie Signalformunterschiede - - und somit Objektunterschiede detektiert werden, wodurch die Blindzeiten infolge der diskontinuierlichen Arbeitsweise etwas reduziert werden. In der

EP 2144069 A2 wird ein Pulsmuster-Frequenzanalyseverfahren und in der WO 201 1009786 A1 werden Intrapuls-Frequenzanalyseverfahren angegeben.

Bekanntermaßen können die den sinusförmigen Signalen oder

Signalgemischen innewohnenden Merkmale, wie die Dopplerverschiebungen oder andere, wahlweise (a) im Zeitbereich oder (b) im Frequenzbereich bestimmt werden, wie im Folgenden näher erläutert wird.

Bestimmung der Kenndaten sinusförmiger Signale (a) im Zeitbereich

Ungestörte sinusförmige Signale lassen sich durch die Gleichung: r(z) = A _x ^■ sm(27if · τ + φ) + Α ₀ beschreiben.

Sind von diesem Signal markante Größen wie Nulldurchgänge

τ \ , τ I . , , „ und Peaks, d.h. Wendepunkte

P I lim r τ„ ₊ xYr τ„ -x >0 ' " I lim ( ))<0 ' ^

^L ) . >" _MM (T _MM ) , bestimmbar, genügt die Zeit von ¹ / ₂ bis % einer

Signalperiode eines mit dem Mittelwert A ₀ behafteten unbekannten

sinusförmigen Signals zur Bestimmung der das Signal charakterisierenden

Größen. Siehe hierzu die Fig. 1 . So wird

4 T max ( VT max / )+ r mm ( VT mm / )

4» ^" 2 < ² > r max ( Vτ max ) / - r mm ( Vτ mm ) /

^{1 ~} 2

zur Bestimmung von / bzw. τ auf die Geradengleichung arcsin 2itf · τ + φ■ (3)

V ^A \ J - - angewandt.

Durch die Anwendung von Schätzern über Positionsinformationen r(z _x ) und Gradienteninformationen r(r _x ) kann die Zeit zur Bestimmung der Kenngrößen der Sinusfunktion noch weiter verringert werden. Der größte Gradient liegt bei mittelwertfreien Sinussignalen im Nullpunkt. Der Nulldurchgang selber entspricht bekanntlich bereits der Phaseninformation φ bezüglich eines

Beobachtungszeitpunktes. Verfolgt man von dort aus die Signaländerung mittels idealem Gradientenschätzer r(r _x ), so können dort besonders leicht bei ungestörten Signalen bereits nach nur einigen wenigen Winkelgraden einer

Periodendauer die noch offenen Kenngrößen / und A _l berechnet werden.

Allgemeine folgt daraus, dass je mehr Kenngrößen A ₀ , φ , f und A _l bereits zu

Beginn der Schätzung bekannt sind, desto rascher eine Bestimmung der noch offenen Kenngrößen gelingt. So sind bei störungsfreien Sinussignalen im Zeitbereich maximal % der Periodendauer zur Bestimmung aller Größen erforderlich.

Für eine hohe Genauigkeit ist dazu jedoch eine entsprechend hohe

Abtastfrequenz F » f , am besten sogar eine zeitkontinuierliche

Signalverarbeitung erforderlich. Je größer eine additive Störung bzw. ein additives Rauschen ist, desto länger muss der Einfluss des Rauschens durch Mittelung über mehrfach in mehreren aufeinander folgenden Signalperioden bestimmte Kenngrößen unterdrückt werden. Anspruchsvolle Systeme müssen zukünftig in der Lage sein, gleichzeitig eintreffende Signale wie z.B. Echos anhand ihrer Signalfrequenzen voneinander trennen zu können. Dies lässt sich mittels Signalanalyse im Zeitbereich nur schwierig realisieren. b) im Frequenzbereich

Im Frequenzbereich werden die Merkmale periodischer Sinussignale mittels von Filtern bestimmt, während der Gleichanteil A ₀ durch Mittelung gewonnen wird. - -

Wichtigste Merkmale von Filtern für periodische Signale sind Filterfrequenz f _h , Bandbreite B und Phasenabhängigkeit. Je mehr die Frequenz / des zu untersuchenden periodischen Signals der Filterfrequenz f _h eines Filters gleicht, desto stärker schwingt ein solches Filter im Vergleich zu Filtern anderer

Filterfrequenz f _h . Die Bandbreite B = f _a - f _u beschreibt, in welchem

Frequenzbereich f _u < f _h < f _o um die Filterfrequenz f _h herum die

Signalfrequenz / schwanken darf, ohne dass die Stärke der Schwingung, d.h. die die Auslenkungsamplitude des Filters deutlich abgenommen hat,

beispielsweise eine Abnahme weniger als 3dB. Bei gegebener Signalamplitude A _l nimmt die Stärke der Schwingung zu, je geringer die Bandbreite B ist.

Dieses Merkmal wird auch durch den Parameter„Güte" Q = f _h /B

zusammengefasst.

Filter, die unabhängig von der Phasenlage des zu untersuchenden Signals zur Phasenlage des beobachtenden Messsystems sind, werden als inkohärente Filter bezeichnet, da sie keine Phasenabhängigkeit besitzen. Als kohärente Filter bezeichnet man hingegen phasenabhängige Filter. Dreht sich die Phase des zu untersuchenden Signals gegenüber der des Messsystems bei kohärenten Filtern um 90° so ändert sich der Schwingungszustand diese Filter von maximaler Auslenkung in Resonanz zu Ruhe bzw. umgekehrt.

Je kleiner die Bandbreite des Filters, desto länger dauert es jedoch, bis das Filter eingeschwungen ist. Dieses Phänomen kann man auch als Unschärfe der Frequenzdetektion bezeichnen.

Um mittels Filter eine Frequenz sicher detektieren zu können, ist die Zeit bis zum Erreichen des eingeschwungenen Zustands des Filters abzuwarten, die üblicher Weise mehr als eine Periode dauert. Diese Zeit ist somit im

Allgemeinen viel größer als im Vergleich zur Parameterbestimmung im

Zeitbereich. Dabei kann die zur Bestimmung der Kenngrößen φ , / und Α erforderliche Zeit verringert werden, wenn bereits der Gradient bei den

Schwingungsintensitäten einer Bank von Filtern mit zueinander leicht versetzten - -

Filterfrequenzen f _h ausgewertet wird, was vergleichbar mit der

Gradientenmethode im Zeitbereich ist.

Ferner kann insbesondere die Dopplerverschiebung durch zeitdiskretisierendes Abtasten von analogen Signalen bestimmt werden. Ein Vorzug der

Digitalisierung von analogen Signalen ist dabei, dass nach dem Abtasten und Quantisieren dieser Signale keine weiteren Signalstörungen hinzukommen. Analoge Signalverarbeitungen hingegen leiden unter Parameterschwankungen und an mit jeder Verarbeitungsstufe zunehmenden Störungen.

Daher werden in anspruchsvollen Systemen zukünftig abgetastete, digitalisierte Signale zu verarbeiten sein. Eine solche Verarbeitung zeitdiskreter Signale erreicht man leicht mittels Filtern.

Für die nachfolgende Verarbeitung ist zumeist wichtig, dass die gewonnenen Informationen über Momentanamplitude quasi in Echtzeit zur Verfügung gestellt werden, was gegen komplizierte Faltungsrechnungen und gegen

Fouriertransformationen, wie z.B. Short-Time-FFT spricht, da sie jeweils einen Satz von Abtastwerten schubweise, d.h., diskontinuierlich verarbeiten. Prinzipiell bekannt ist es, beispielsweise aus der Dissertation des Erfinders Thema„Power- Line-Systeme" [Karl, Matthias: Möglichkeiten der Nachrichtenübertragung über elektrische Energieverteilnetze auf der Grundlage europäischer Normen.

Fortschr.-Ber. VDI Reihe 10 Nr. 500. Düsseldorf: VDI Verlag 1997. (ISBN 3-18- 350010-8)], dass effiziente Filter quasikontinuierlich gemäß folgendem

Bildungsgesetz arbeiten:

1

• T (cos(27r I - (i - k ))- ^r (,- _k ) + j ^■ sin(27rf / ^■ (i - k))- r _{i _ _k)

(4)

Nachteilig an solchen Filtern ist, dass sie viele Multiplikationsakkumulator- Operationen (Englische: Multiply & Accumulate-Operations) (MAC) erfordern, - - bei denen die Abtastwerte η = r{i ^■ F ^~l ) & r(r) mit Koeffizienten a und b multipliziert und anschließend aufaddiert werden. Die Koeffizienten sind im Allgemeinen gebrochene Zahlen im Wertebereich [- 1, ... , + l] . Für die

Berechnung eines Ausgangswertes y _i müssen gemäß (4) in der zu jedem

Zeitpunkt / ^' verfügbaren Zeitspanne F ^~l neben der Betragsbildung

2N + 2 MAC-Operationen in jedem Filter durchgeführt werden. Zur Realisierung solch komplexer Rechnungen sind daher im Allgemeinen spezielle

Rechnerkerne, die sog. Signalprozessoren, erforderlich.

Ferner ist zumeist eine hohe Zahl von Filtern zur optimalen Signalanalyse erforderlich. In der Tabelle 1 ist für verschiedene Filterfrequenzen f _h aufgelistet, in welchem Frequenzband dopplerverschobene Signale bei einer Relativgeschwindigkeit von maximal ±60 km/h wiederzufinden sind und wie viele Filter bei der jeweiligen Mittenfrequenz zur Detektion der Dopplerverschiebung bei optimaler inkohärenter Demodulation pulsdauermodulierter Signale erforderlich sind.

Tabelle 1

So sind beispielsweise bei einer Mittenfrequenz von 48 kHz und Pulsdauern von 6 ms 57 Filter erforderlich, um die im Frequenzbereich von 43,3 bis

52,7 erwarteten Signale mittels einer Bank von Filtern mit gegeneinander versetzten Filterfrequenzen f _h optimal auszuwerten. Um das Beispiel fortzuführen, beim Betreiben von parallel N _Fllter = 57 Stk. solcher Filter bei einer

Abtastfrequenz von F = \92kHz ist im allgemeinen Fall unter der - -

Bedingung N _a - F ¹ = J _p mit T _v = 6 ms eine MAC-Frequenz von

F ^■ N _Fllter · 2 · N _a = F ^■ N _Fllter · 2 · T _p ^■ F » 25 GHz erforderlich, allein um die Signale eines empfangenden Sensors bei nur einer Mittenfrequenz bezüglich

Amplitudenverlauf und Dopplerverschiebung zu analysieren.

In Fig. 2 wird eine Sequenz von beispielhaft drei unterschiedlichen Pulsdauern gezeigt. Auf jede der Pulsdauern müsste in diesem Beispiel gemäß der zuvor genannten Tabelle bei optimaler Filterung eine entsprechende Zahl von Filtern realisiert werden. Ein solcher Satz von auf eine Bandbreite angepassten Filtern mit gegeneinander versetzten Filterfrequenzen f _h wird hier als Filterbank bezeichnet. Sind beispielsweise bei einer Mittenfrequenz von 48 kHz

Dopplerverschiebungen eines wie im obigen Bild dargestellten

pulsdauermodulierten Signals im Bereich von ±60 km/h zu analysieren, so ist für Echoanteile mit einer Pulsdauer von 0, 17 ms nur ein Filter und für die anderen Echoanteile mit einer Pulsdauer von 1 ms weitere 9 Filter und für die anderen Echoanteile mit einer Pulsdauer von 6 ms weitere 57 Filter, also in Summe 67 Filter allein für die um die Mittenfrequenz f _c = 48 kHz erforderlich. Handelt es sich in einem alternativen Beispiel sogar beispielhaft um ein 3-näres Signal bei dem auf den drei Mittenfrequenzen f _c = 48 kHz und f _c = 24 kHz sowie f _c = 16 kHz jeweils nach einem wie im vorgenannten Timingdiagramm dargestellten Pulsmuster zu suchen ist, so sind gemäß der Tabelle weite 35 Filter zur Signalanalyse um die f _c = 24 kHz und weitere 23 Filter zur

Signalanalyse um die f _c = \6 kHz erforderlich, d.h., es sind in Summe

125 Filter parallel zu betreiben.

Bei kohärenter Demodulation verdoppelt sich die Zahl der Filter bekanntlich.

Insgesamt ist daher zum heutigen Stand der Technik eine effiziente Filterung der Signale gemäß den weiter oben diskutierten Erfordernissen sehr teuer und mit zumutbaren Aufwand kaum zu bewerkstelligen.

Offenbarung der Erfindung - -

Es wird eine Vorrichtung zur Erfassung von akustischen Signalen sowie ein dazugehöriges Verfahren gemäß den unabhängigen Patentansprüchen 1 und 10 geschaffen. Erfindungsgemäß weist eine Vorrichtung zur Erfassung von akustischen

Signalen einer Schallquelle, insbesondere von Ultraschallimpulsen bei der Umfelddetektion eines Fahrzeugs, eine Abtastvorrichtung zum Umwandeln von eingehenden kontinuierlichen Signalen in zeitdiskrete Signale auf, wobei die Vorrichtung ein auf die Abtastvorrichtung folgendes Verzögerungsleitungs (Englisch:„delay line")-Modul aufweist, das Abtastwerte von der

Abtastvorrichtung empfängt und dazu eingerichtet ist, gleichzeitig sowohl einen an seinem Eingang anliegenden Abtastwert η sowie zumindest einen verzögerten Abtastwert r „ bereitzustellen. Ferner weist die Vorrichtung

eines oder mehrere auf das Verzögerungsleitungsmodul folgende Rechenwerke auf, die mit filternden Eigenschaften ausgestattet sind und zueinander parallel arbeiten können. Jedes Rechenwerk weist dabei ein als Koeffizientengenerator ausgebildetes Schaltwerk auf, das dazu eingerichtet ist, in Abhängigkeit von einem Abtasttakt i zu steuern, ob von dem Verzögerungsleitungsmodul bereitgestellte Werte r und/oder r „ ignoriert werden oder wahlweise zum bisherigen Rechenergebnis y _{l hD} ^_^ bzw. y^n^ addiert oder davon subtrahiert werden. Ferner weist jedes Rechenwerk ein von dem Schaltwerk angesteuertes Addier-/Subtrahierwerk, und einen mit dem Abtasttakt i steuerbaren Ergebnisspeicher auf, der dazu eingerichtet ist, das von dem Addier-/Subtrahierwerk aktualisierte Ergebnis als neues Rechenergebnis y _{l ha i} bzw. y _{Q ha i} zur Weiterverarbeitung bereitzustellen.

Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren zur Erfassung von akustischen

Signalen wird die erfindungsgemäße Vorrichtung verwendet, wobei ein eingehendes kontinuierliches Signal r(t) durch Abtasten mit der Abtastperiode F ^~l m t t = i - F ¹ in ein zeitdiskretisiertes Signal r _i gewandelt wird und digital gefiltert wird, wobei die im Allgemeinen übliche Multiplikation mit idealen, dem Wert einer auf einen Phasenwinkel angewandten Winkelfunktion entsprechen _ _

Koeffizienten substituiert wird durch eine Kombination von einem oder mehreren der folgenden Schritte:

- Addition oder Subtraktion einer Variante des aktuellen Abtastwertes η oder einem durch Rechtschieben daraus gewonnenen Bruchteils r ^* ; r ^" ; r ^* ; .... davon zu einem das bisherige Filterergebnis repräsentierenden Speicherwert y _{l hD} ^_^

- Entfernen des Anteils dieser jeweiligen Variante mittels Umkehroperation, das heißt, mittels Subtraktion oder Addition des verzögerten Abtastwertes η_ _Ν oder einem durch Rechtschieben daraus gewonnenen Bruchteils η_ _Ν ; r _i _ _Nß ; _ _N ; ... davon zu einem das bisherige Filterergebnis repräsentierenden Speicherwert y _{I hD {l} _, _} bzw. y _{Q h D {l} _, _}

- ergänzend dazu optional zusätzlich Addition oder Subtraktion einer weiteren zur vorherigen Variante unterschiedlichen Variante des aktuellen Abtastwertes η oder einem durch Rechtschieben daraus gewonnenen Bruchteils r ^* ; r ^" ; r ^* ; .... davon zu einem das bisherige Filterergebnis repräsentierenden Speicherwert bzw. .yg sowie dementsprechendes Entfernen des Anteils dieser jeweiligen weiteren Variante mittels Umkehroperation, das heißt, mittels

Subtraktion oder Addition des verzögerten Abtastwertes r „ oder einem durch Rechtschieben daraus gewonnenen Bruchteils r _i _ _No ; r _i _ _Nß ; r _i _ _Nß ; ... davon zu einem das bisherige Filterergebnis repräsentierenden Speicherwert

^I A D (i-l ) ^bZW - (i-l ) '

Ferner werden geeignete Schaltungsarchitekturen zur Realisierung des approximierten Koeffizientenverhaltens aufgezeigt sowie Verfahren zur

Auswertung der Filterergebnisse.

Somit wird mit der Erfindung vorteilhaft eine Signalverarbeitungsarchitektur zur kosteneffizienten Analyse von akustischen Signalen, insbesondere

abgetasteten Ultraschallsignalen r(r) geschaffen, die bevorzugt für solche Signale gut geeignet ist, deren Signalfrequenz in einem relativ schmalen Band - - von zumeist kleiner als ±15% um eine Mittenfrequenz f _c angesiedelt ist. Die bereitgestellte Architektur ist nicht nur für Ultraschallsignale sondern für die Analyse anderer akustischer Signale, wie z.B. von„natürlich vorkommendem" funktionsbedingtem Eigenschall und/oder Fremdschall und/oder von andersartig synthetisierten akustischen Messsignalen vorteilhaft anwendbar. Die

erfindungsgemäße Schaltung ist insbesondere deswegen kosteneffizient, weil die MAC-Operation mit den Koeffizienten a und b ohne im Allgemeinen übliche universelle Multiplikationshardware ausgeführt wird.

Darüber hinaus liegt der Erfindung die Idee zugrunde, die

Signalverarbeitungsaufgaben zu reduzieren, indem das Verhältnis von

Abtastfrequenz und Mittenfrequenz fixiert wird, so dass die Verarbeitung besonders einfach wird. Dem kommt vorteilhaft entgegen, dass die durch die Dopplerverschiebung auftretenden Signalveränderungen in einem Band von zumeist kleiner als ±10% Frequenzabweichung um die Frequenz des abgegebenen Signals der Schallquelle liegt. Die wird mittels Filter durchgeführt, da diese im Vergleich zur Verarbeitung mittels diskontinuierlicher Verfahren, wie z.B. schneller Fourier Transformation (Abk. FFT), in Echtzeit kontinuierlich genaue Laufzeitergebnisse liefern können, was für ortende System besonders wichtig ist.

Nachfolgend wird in Gleichung (5) anhand eines Beispiels veranschaulicht, wie ein inkohärentes Filter leicht realisiert werden kann.

y ^N1 i

U" i 2{i-k ^• r. ⁽ < ^■ -* ⁾

(5) (sm(n / 2 - n)- r _n ) y j - y _{Q l} \ - -

In diesem Sonderfall F = 4 · / gilt bei n = 0; 1; 2; n e G für

cos(^ /2 - ») = 1; 0; - 1; 0; ... und für sin(^ /2 - «) = 0; 1; 0; - 1; wodurch die Multiplikationen auf simple Additionen bzw. Subtraktionen der ansonsten unveränderten Versionen der Abtastwerte η reduziert werden.

Jedoch ist die Erfindung nicht auf die Implementierung in Form eines derartigen Filters beschränkt. Vielmehr wird der Anwender die Erfindung je nach dem speziellen Anwendungsfall entsprechend anpassen und verwenden. In Tabelle 2 werden für einige erfindungsgemäß bevorzugten Beziehungen von

Mitten zu Abtastfrequenzen sowie die bestenfalls im Schaltwerk des

Koeffizientengenerators zu erzielenden Phasenwinkel der Ausdrücke

(litf I F ^■ i) in der Einheit ° dargestellt.

Sdmple-Niimmei i

Tabelle 2

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben und in der Beschreibung beschrieben.

Das Verhältnis der Abtastfrequenz F zur Filterfrequenz f _h folgt bevorzugt der Beziehung:

= 4/„ ^■ (1; 2; 3; 4; ...) + 15% . (6) - -

Bevorzugt werden die von dem Verzögerungsleitungsmodul bereitgestellten Werte über als Datenpool ausgebildete Weiterleitungen von dem Rechenwerk genutzt. Gemäß einer Weiterbildung der Erfindung ist die Vorrichtung dazu eingerichtet, an den in einem Taktintervall von dem Verzögerungsleitungsmodul

bereitgestellten Werten η und r _l _ _No ^ _q einfache oder mehrfache

Rechtsschiebeoperationen durchzuführen und so verfeinerte Approximationen der idealen Filterkoeffizienten zu erzeugen, die in dem Taktintervall von dem Rechenwerk verarbeitet werden können.

In einer bevorzugten Ausführungsform ergibt dies den Koeffizientenwert 0,5 bzw. -0,5, was einem einfachen Rechtsschieben entspricht, wodurch zusammen mit den Werten 1 ; 0; -1 ohne irgendeine Multiplikation bzw. zusätzliche

Addition/Subtraktion auf besonders günstige Weise bereits 5

Koeffizientenstufen durch das Schaltwerk generiert werden können und bei einem Koeffizientenabstand von 0,5 somit höchstens ein Quantisierungsfehler von 0,25 entstehen würde, was maximal zumeist vernachlässigbare -18dB, bezogen auf den Gesamtkoeffizientenbereich von 2 entspricht. Ferner lassen sich vorteilhaft zusätzlich zu den Koeffizienten 1 ; 0,5; 0; -0,5; -1 ohne weitere

Addition/Subtraktion die Koeffizienten 0,25; 0, 125; 0,0625; ... ; sowie deren negative Äquivalente bestimmen.

Die Vorrichtung kann ferner dazu eingerichtet sein, zur verfeinerten

Koeffizientenerzeugung im Rechenwerk für jeden in dem Taktintervall von dem

Verzögerungsleitungsmodul bereitgestellten Werten r _i und r _l _ _No ^ _q durch das

Addier-/Subtrahierwerk bis zu maximal zwei Additionen und/oder Subtraktionen mit dem jeweiligen Wert r bzw. r ,, , und/oder einem durch

^{1 1} ™» N _a >0

Rechtsschieben erzeugten Bruchteil r ^* ; r ^" ; r ^* ; ... bzw. η_ _Ν ; η_ _Ν ; η_ _Ν ; ... des Wertes durchzuführen. - -

Damit werden auf günstige Weise zumindest die weiteren drei Koeffizienten 0,375; 0,625, 0,875 sowie deren negative Äquivalente generiert. Somit ist das verbleibende Koeffizientenrauschen geringer als -24dB.

Den folgenden Ausführungen liegt ein weiterer Gedankengang zur Optimierung der Erfindung zugrunde.

Es werden, wie bereits erwähnt, die Phasenwinkel vorgegebener idealer Koeffizienten, wie z.B. sin(60°)- r _; = 0,5 · V3 · η substituiert durch die Addition bzw. Subtraktion des Abtastwerts η bzw. maximal eines um ein oder mehrere Stellen der Binärzahlendarstellung nach Rechts verschobener Varianten r ^* ; r ^* ; r _i ; ... der Abtastwerts η , was somit nur einem angenäherten äquivalenten Koeffizienten entspricht.

Bekanntlich entspricht ein Rechtsschieben einer Binärzahl einer Division durch 2. So eignet sich beispielsweise für den idealen Koeffizienten sin (60°) = 0,5 · 3 als äquivalenter Koeffizient (l - 2 ^~3 ) & sin (60°) , der in Digitallogik durch eine

Subtraktion eines um 3 Binärstellen nach Rechts verschoben Abtastwertes r ^* von dem Abtastwert r _i selbst dargestellt werden kann, d.h.:

r _! . - η = (l - 2- ³ )· η = 0,875 · η ~ sin (60°)· η = 0,5 · 3 · η ⁽⁷⁾

1 - 2- ³

In diesem Fall beträgt der verbleibende Rechenfehler— ₇ — ^ - 1 « 1% , der im sin (60°)

Allgemeinen bei der Signalverarbeitung im Rauschen untergehen wird.

Äquivalenterweise ergibt sich beispielsweise für einen Phasenwinkel von 45° ein l - 2 ^~2

Fehler von lediglich— ₇ — ^ - 1 « 6% .

sin (45°)

In der nachfolgenden Tabelle 3 werden einige bevorzugte Koeffizienten und ihre Realisierung durch maximal eine weitere Addition und/oder Subtraktion dargestellt: - -

Tabelle 3

Ferner kann die Vorrichtung mehrere von den erfindungsgemäßen

Rechenwerken, die parallel zueinander arbeiten können, aufweisen und ferner derart ausgestaltet sein, dass die mehreren Rechenwerke wenn ieben werden unterschiedliche verzögerte Abtastwerte r _i it

N„>0

Ν _α Φ N _ß , verwenden, wobei die von den jeweiligen Koeffizientengeneratoren der Rechenwerke erzeugte Filterfrequenz f _h gleich sein kann.

Dies hat den Vorteil, dass die Erfindung günstig für verschiedene

Filterbandbreiten anwendbar ist.

Gemäß einer anderen Weiterbildung können mehrere von den Rechenwerken, die parallel zueinander arbeiten können, derart eingerichtet sein und/oder angesteuert werden, dass sie wenn sie betrieben werden jeweils die gleichen verzögerten Abtastwerte r „ verwenden, so dass ihre Addier- und

^ '- ^N » N _D >0

Subtrahiereinheiten im gleichen Rhythmus jedoch im Verhältnis zueinander paarweise versetzt, um zumindest eine Abtastwertestelle, die verzögerten

Abtastwerte r _l _ _No ^ _q verarbeiten, so dass in den Ergebnisspeichern voneinander unterschiedliche, kohärente Ergebnisse y _{l hD i} bzw. y _{Q h D i} bereit gestellt werden können. - -

Ferner können erfindungsgemäß mehrere von den Rechenwerken, die parallel zueinander arbeiten können, derart eingerichtet sein und/oder angesteuert werden, dass sie wenn sie betrieben werden jeweils die gleichen verzögerten

Abtastwerte r i-N verwenden, wobei die von den Koeffizientengeneratoren

^D W _n >0

erzeugten Filterfrequenzen f _h unterschiedlich voneinander sind.

Dies ist insbesondere bei der Suche gleicher Pulsdauern bei unterschiedlichen Mittenfrequenzen f _c , beispielsweise bei einem m-ären Signal und/oder beim gleichzeitigen Empfang von Echos unterschiedlicher Signalfrequenz von großem Vorteil. Somit ist die erfindungsgemäße Architektur optimal auf m-äre Mehrträgersignale erweiterbar. Sie ist auch in der Lage, aus dem Signal bei einer und optional bei weiterer Mittenfrequenzen, beispielsweise des m-ären

Si nals, parallel Filter für verschiedene Filterbandbreiten F - (N _A + l) ^_1 ; ... zu betreiben, um beispielsweise ein Gemisch von Pulsdauern jeweils optimal filtern zu können.

Erfindungsgemäß kann die Vorrichtung ferner eine

Nachverarbeitungseinrichtung aufweisen, die dazu ausgebildet ist, aus den Ergebnissen y _{l hD i} bzw. y _{Q h D i} zumindest durch stückweise Approximation von

Nichtlinearitäten eine Abschätzung einer Amplitude A _x c) entsprechend der optimalen Gleichung y _{hD i} = zu erzeugen, und/oder aus dem

Verhältnis von y _{l hD i} und y _{Q h D i} sowie optional deren Vorzeichen,

Informationen über eine Phasenlage φ(τ) , bzw. der Änderung der Phasenlage

•

φ(τ) bzw. eine Präzisierung von Aussagen über die Echolaufzeit bzw. über die Objektform bereitzustellen.

Ferner kann die Vorrichtung eine Auswerteeinheit aufweisen, die dazu eingerichtet ist, aus den in den Ergebnisspeichern gespeicherten Ergebnissen y _{l hD i} und y _{Q h D i} Aussagen herzuleiten über: - -

- die Form des akustischen Eingangssignals aus einem Satz möglicher eintreffender Signalformen bzw. äquivalent über die Form eine Reflektorobjekts und/oder über

- die Signalstärke bzw. Reflektivität zumindest eines im Übertragungsweg des akustischen Signals befindlichen Reflektorobjekts und/oder über

- die Laufzeit eines ausgesandten Signals bzw. über daraus abgeleitete Größen und/oder über

- die Dopplerverschiebung zwischen der Frequenzlage eines ausgesandten und eines empfangen akustischen Signals bzw. daraus abgeleitete Größen wie insbesondere eine Relativbewegung.

Insgesamt kann daher aufgrund der Erfindung vorteilhaft je Filterausgang in Echtzeit die Amplitude A _x c) und die Frequenzlage / _s (T) eines Signals bestimmt werden, um anhand dieser Informationen mittels einer nachfolgenden Auswerteschaltung Informationen / Warnungen zum Beispiel für den Bediener des Fahrzeugs über Situationen im Fahrzeugumfeld zu generieren bzw. um ein Fahrzeug in seiner Fahrbewegung z. B. durch Lenkung, Beschleunigung und/oder Bremsen zu beeinflussen bzw. Vorrichtungen zur

Schadensvermeidung bzw. Reduktion der Unfallschwere, wie z. B. Gurtstraffer, Fensterheber, aufstellbare Kopfstützen, Airbags usw. zu parametrieren bzw. zu aktivieren.

Ferner wird ein Kraftfahrzeug mit einem Fahrerassistenzsystem geschaffen, das die erfindungsgemäße Vorrichtung aufweist.

Zeichnungen

Ausführungsformen der Erfindung werden anhand der Zeichnungen und der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert. Es zeigen:

Figur 1 markante Größen eines Sinussignals, skizziert anhand zweimal einer vollen Schwingung, gemäß dem Stand der Technik, der zeitliche Verlauf einer beispielhaften Sequenz mit drei unterschiedlichen Impulsdauern, gemäß dem Stand der Technik, - -

Figur 3 eine Skizze der globalen Architektur einer Vorrichtung zur Erfassung von akustischen Signalen gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung,

Figur 4 eine Verschaltungsskizze einer zweiten Ausführungsform der

Erfindung, bei der die Addierer der Rechenwerke auch zur Negierung von Abtastwerten genutzt werden, Figur 5 eine Verschaltungsskizze einer dritten Ausführungsform der

Erfindung, bei der im Vergleich zu Fig. 4 das Negieren und das Rechtsschieben unmittelbar nach der Delay-Line erfolgt,

Figur 6 eine Verschaltungsskizze des Rechenwerks der in Fig. 5 gezeigten dritten Ausführungsform der Erfindung,

Figur 7 einen Graph mit der Zeitfunktion einer idealen Filter-Referenz sowie den daraus durch Abtasten gewonnenen idealen Koeffizienten sowie mit den entsprechenden erfindungsgemäß daraus approximierten Koeffizienten in einem Fall in dem die Abtastfrequenz genau die vierfache Filterfrequenz beträgt,

Figur 8 einen Graph mit der Zeitfunktion einer idealen Filter-Referenz einer gegenüber Fig. 7 leicht geringeren Filterfrequenz sowie den daraus durch Abtasten gewonnenen idealen Koeffizienten sowie mit den erfindungsgemäß dementsprechenden approximierten Koeffizienten des Wertebereichs {-1 ; 0; 1},

Figur 9 einen Graph mit der Zeitfunktion einer idealen Filter-Referenz sowie den daraus durch Abtasten gewonnenen idealen Koeffizienten gemäß Figur 8 sowie mit den erfindungsgemäß dementsprechenden approximierten Koeffizienten des Wertebereichs {-1 ; -0,5; 0; 0,5; 1}, wobei im Vergleich zu Fig. 8 auch einmalig rechtsgeschobene Werte im Wertebereich der Koeffizienten verwendet werden, - -

Figur 10 einen Graph mit der Zeitfunktion einer idealen Filter-Referenz sowie den daraus durch Abtasten gewonnenen idealen Koeffizienten gemäß Figur 9 sowie mit den erfindungsgemäß dementsprechenden approximierten Koeffizienten des Wertebereichs

{- \ ^k■ (2-" - mit n, m,k e {0; 1; 2; 3; 4; ... }}, wobei zusätzlich ein weiterer optional im Koeffizientengenerator rechtgeschobenen Wert addiert und subtrahiert jeweils verwendet wird,

Figur 1 1 einen Graph mit der Zeitfunktion einer idealen Filter-Referenz sowie den daraus durch Abtasten gewonnenen idealen Koeffizienten mit einer gegenüber Fig. 8 bis Fig. 10 niedrigeren Filterfrequenz, wie sie zum Empfang von breitbandigeren Signalen erforderlich sind, sowie mit den erfindungsgemäß dementsprechenden approximierten Koeffizienten des Wertebereichs gemäß Fig. 1 1 ,

Figur 12 einen Graph mit der Zeitfunktion einer idealen Filter-Referenz sowie den daraus durch Abtasten gewonnenen idealen Koeffizienten mit einer gegenüber Fig. 1 1 niedrigeren Filterfrequenz, wie sie zum Empfang von noch breitbandigeren Signalen erforderlich sind, sowie mit den erfindungsgemäß dementsprechenden approximierten

Koeffizienten des Wertebereichs gemäß Fig. 10, und

Figur 13 eine Skizze von zeitlichen Verläufen der Zunahme und Abnahme der

Filterreaktionen auf einen kurzen lauten oder leisen langen Impuls, oben: bei einem auf lange Pulsdauern angepasstes Filter unten: bei einem auf kurze Pulsdauern angepasstes Filter.

Ausführungsformen der Erfindung

Gemäß einer ersten Ausführungsform der Erfindung, die in Fig. 3 gezeigt ist, setzt sich die globale Auswertearchitektur 30 zusammen aus:

- einem Verzögerungsleitungsmodul„Delay-Line" 31 bestehend aus N _{D max}

Speicherzellen zur Verzögerung der Abtastwerte r _i mit einer maximalen

Verzögerung N _{D max} und zur Bereitstellung von verzögerten Abtastwerten r - - sowie deren Negativwerten - r _t _ _N an ausgewählten Stellen

N _D = N _A N _ß N _{D MAX} der Delayline 31 und erforderlichenfalls entsprechender rechtsgeschobener Varianten davon,

- einem Datenpool 32 zur Weiterleitung der zuvor bereitgestellten Daten zu den nachfolgenden Rechenwerken 33, das vergleichbar mit einem

Verdrahtungsnetzwerk ist,

- Rechenwerke 33, die je Filterfrequenz f _h und je Filterbandbreite

F■ (N _D + 1) ^-1 mittels Koeffizientengeneratoren die zu einem Rechenschritt jeweils benötigten und von der Delay-Line 31 bereitgestellten Werte auf ein nachfolgendes Addierwerk legen, damit deren Ergebnisse synchron zum Abtasttakt jeweils in nachfolgende Speicherzellen für die Inphase y _{l h D i} bzw.

Quadraturphase y _{Q h D l} - übernommen werden,

- Nachverarbeitungseinrichtungen 34, die z.B. aus den Inphase- und

Quadraturphase-Werten y _{l h D i} , y _{Q h D l} einen Wert für den Betrag y _{h D i} bzw. für die Phase cp _{hD l} bilden, und

- Auswerteeinrichtungen 35, die beispielsweise für eine Filterbandbreite

F - (N _D + l) ^_1 mittels Maximumssuche und/oder mittels Einrichtungen, die das

Über- bzw. Unterschreiten von Schwellwerten auswerten, aus einem Satz von Filterausgangswerten zu jedem Abtasttaktzeitpunkt / ^' bestimmen, auf welcher der analysierten Filterfrequenzen f _h sich zu diesem Zeitpunkt das Maximum ymax D i = ^max iyh D i ) ß ^r ^ h befand, und die aus der Relation der Frequenz des angenommen Signals der Schallquelle f _c zu der Filterfrequenz f _h , auf dem das

Maximum y _{max D i} = y _{h D i} aufgetreten war, auf die Dopplerverschiebung und damit auf die Relativbewegung zwischen Schallquelle, Empfänger und optional auf in diesem Ausbreitungspfad befindlichem Reflektor schlussfolgern können.

Alternativ kann die Auswerteeinrichtung 35 anhand des gleichzeitigen

Überschreitens mehrer Filterausgänge auf das Eintreffen eines Mehrton-Signals oder das Vorhandensein mehrerer Reflektoren unterschiedlicher

Relativbewegung schlussfolgern. Alternativ kann die Auswerteeinrichtung 35 aus dem Zeitverlauf der Filterausgangssignale auf den Empfang von Signalen - - mit zeitveränderlicher Signalfrequenz schließen. Die Ausgangssignale der Auswerteeinrichtungen 35 werden an eine Weiterverarbeitung 36 geleitet. Diese Weiterverarbeitung kann beispielsweise anhand der Ausgangsignale auf das Eintreffen verschiedener Signalformen schlussfolgern. Wird beispielsweise bei einer Auswerteeinrichtung bestehend aus mehreren Filterbandbreiten

F - {N _D mit N _D = N _a , N _ß ; ..:, N _{D max} als Ausgangssignal A _{D l} = y _{max D l} übergeben, kann aus den Zeitverläufen, wie anhand von Figur 14 dargestellt, auf das Auftreten verschiedener Signalformdauern geschlussfolgert werden.

Im Allgemeinen Fall wird für jede Filterbandbreite F - (N _D + l) ¹ zu jeder

Filterfrequenz f _h ein separates Filter realisiert, ohne jedoch ausschließen zu wollen, dass die Ergebnisse mehrerer Filter miteinander kombiniert werden, wie z.B. dass Ergebnisse der Filter größerer Bandbreite aus den Ergebnissen der Filter kleinerer Bandbreite abgeleitet werden.

In Fig. 4 wird eine Verschaltungsskizze 40 einer zweiten Ausführungsform der Erfindung gezeigt. Gemäß Fig. 4 werden die Addierer 44 der Rechenwerke 39 auch zur Negierung von Abtastwerten genutzt und sind in der Lage, neben der ersten Version der Abtastwerte jeweils auch maximal eine zweite Version als Bruchteil der ersten Version hinzu zu addieren bzw. mittels negierter Ausführung zu subtrahieren:

Die Delay-Line 41 besteht aus einer Reihe von N _{D max} hintereinander geschalteten Speichern 42, die jeweils mit einem neuen Abtasttakt / ^' den Speicherwert des davor liegenden Speichers übernehmen und auf ihren Ausgang legen. Neben dem eigentlich an der Delay-Line 41 vorbei geführten aktuellen Abtastwert r _i stellt die Delay-Line an ausgewählten Stellen N _D verzögerte Abtastwerte r _l _ _No ^ _q via der als Datenpool 43 bezeichneten

Datenübertragung mehreren nachfolgenden Rechenwerken gleichzeitig zur Verfügung.

Die nachfolgenden Koeffizientengeneratoren 45, 48 sowie optional weitere wie 47, 49 geben den aus der Delay-Line 41 zu einem Abtasttakt / ^' entnommenen - - aktuellen Abtastwert η sowie den um N _a Stellen verzögerten Abtastwert r . ,, in geeigneter Weise auf den nachfolgenden Addierer 44, so dass an N _a >0

dessen Ausgang am Ende eines Rechentaktes / ^' der für diesen Takt berechnete jeweilige Filterausgangswert y _{l ha i} oder y _{Q ha i} zur Übernahme in den

Ergebnisspeicher 46 bereitsteht. Die Koeffizientengeneratoren 45, 48, sowie optional weitere wie 47, 49 sind gleichartig aufgebaut. Mit dem eingangsseitigen Auswahlschalter wird festgelegt, ob der eingehende Abtastwert unverändert oder eine durch eine vor gelagerte Einheit 38 mittels Rechtsschieben erzeugter

Bruchteil η ; η ; r ^* ; ... ausgewählt wird, und mit dem ausgangsseitigen Schalter wird jeweils festgelegt, ob diese ausgewählte Variante unverändert oder zur

Subtraktion in negierter Form auf den nachfolgenden Addierer 44 gelangt.

Ferner ist eine weitere Einheit zum Erzeugen der Bruchteile η_ _Ν ; η_ _Ν ; η_ _Ν ;

... für 48 vorhanden, die in der Figur 4 aber nicht dargestellt wird, da sie baugleich ist zur Einheit 38. Die optionalen Koeffizientengeneratoren 47, 49 übernehmen an ihren Eingängen die entsprechenden Ergebnisse von der

Einheit 38 bzw. der zur Einheit 38 baugleichen weiteren Einheit.

Die baugleichen Koeffizientengeneratoren unterscheiden sich jedoch in ihren Programmabläufen, d.h., in der jeweils zu einem Abtastzeitpunkt / ^' getätigten Auswahl durch den eingangsseitigen und den ausgangsseitigen

Auswahlschalter. Der durchgehend umrandete Koeffizientengenerator 45 wählt aus, ob und in welcher Form in einem Abtastakt / ^' der aktuellen Abtastwert r _i ausgewählt wird, und der Koeffizientengenerator 48 wählt aus, ob und in welcher Form der verzögerter Abtastwert r ,, ausgewählt wird. Äquivalent

N _a >0

gilt das für die gestichelt dargstellten optional zusätzlich verwendbaren

Koeffizientengeneratoren 47 sowie 49 zur zusätzlichen Addition bzw.

Subtraktion von Varianten von r bzw. r ,, zur verfeinerten

^{1 1 iv} » N _a >0

Koeffizientenerzeugung, wie sie beispielhaft in Gleichung (7) dargestellt wurde. Die von den Koeffizientengeneratoren 45, 48 und optional 47, 49 weitergeleiten

Werte werden mittels Addierwerk 44 zum Ergebniswert des vorherigen - -

Abtasttaktes y _{I ha} ^ bzw. y _{Q h a} ^ hinzu addiert, wobei bei dieser Architektur das der Übersichtlichkeit halber nicht detailliert dargestellte Negieren am

Ausgang des Koeffizientengenerators 45, 48 und optional 47, 49 bevorzugt durch geschickte Beschaltung des Addierwerks gemäß der Regel - x = x + 1 mit erledigt wird. Der verzögerte Abtastwert r . ist notwendig, um den

N _a >0

Einfluss des ursprünglich zum Ergebnisspeicher hinzu addierten Abtastwerts nach der Filterdurchlaufzeit ¹ - N _a wieder rückgängig zu machen. Durch ihn wird im Allgemeinen auch die Filterbandbreite F - {N _a + l) ¹ bestimmt. Der

Ausgangswert des Addierwerts 44 wird mit jedem Abtasttakt in einen

Ergebnisspeicher 46 gespeichert und steht so für die Rechnung im

nachfolgenden Takt zur Verfügung.

Gemäß einer dritten Ausführungsform, die in Fig. 5 dargestellt ist, ist

insbesondere bei einer größeren Zahl von Filtern im Vergleich zur vorherigen Lösung die Zahl der Negierungen und Rechtsschiebungen der abgetasteten

Signale r und dessen verzögerten Ausführungen r ,, gegenüber der a N _a >0

vorherigen Ausführungsform zu Lasten eines höheren Verdrahtungsaufwandes und mehrerer Schalterstellungen des Koeffizientengeneratorschaltwerks minimiert.

Gemäß der dritten Ausführungsform weist die erfindungsgemäße Vorrichtung 50 im Wesentlichen Verzögerungsspeicher 52 auf, in denen mit jedem Abtasttakt / ^' die abgetasteten Werte jeweils um eine Abtaststelle in einer Kern-Delay-Line 51 verzögert werden sowie Vorrichtungen 54, 55, 56 zum Bereitstellen von negierten und/oder rechtsgeschobenen Ausführungen des jeweils aktuellen

Abtastwertes r _i und/oder der jeweiligen verzögerten Ausführungen r _t _ _N

Neben zumindest dem aktuellen Abtastwert r _i werden an ausgewählten Stellen N _D zumindest die zugehörigen verzögerten Abtastwerte η_ _Ν an den

Ausgängen der entsprechenden Verzögerungsspeicher 52 abgegriffen und via der Vorrichtungen 54, 55, 56 an die in den Rechenwerken befindliche

Koeffizientenauswahl weitergeleitet. - -

Somit stellten dieser Ausführungsvariante die Kombination aus der Kern-Delay- Line 51 , die Verzögerungsspeicher 52 aufweist, und die unmittelbar an die Kern- Delay-Line 51 gekoppelten Vorrichtungen 54, 55, 56 quasi eine erweiterte Delay-Line dar. Dabei werden in der erweiterten Delay-Line 50 zusätzlich bereits die negierten aktuellen Abtastwerte - r _i sowie an ausgewählten Stellen N _D zumindest die zugehörigen verzögerten negierten Abtastwerte η_ _Ν sowie die zugehörigen rechtsgeshifteten Varianten davon in entsprechenden mittels Datenpool leitungsvermittelt bzw. mittels Datenbus an die in den Rechenwerken (in Fig. 5 nicht dargestellt) befindliche Koeffizientenauswahl (in Fig. 5 nicht dargestellt) weitergeleitet. In diesem Papier sind der Einfachheit halber diese

... r , u.a.

Datenströme durch => , d.h. durch (beschriftete) Pfeile angedeutet.

Rechtsschieben 54, 56 ist eigentlich kein separater Verarbeitungsschritt sondern auch durch geeignetes Abgreifen, d.h., durch Verdrahtung lösbar. Negieren ist im Vergleich zur Multiplikation keine aufwändige Operation, sondern es gilt bei endlichem Zahlenraum: - x - x + l . Das Negieren wird somit auf eine einfache Weise durchgeführt, indem zu der in allen Bit-Stellen invertierten Zahl x die Ziffer 1 hinzu addiert wird. Dieses Negieren kann wahlweise in der Delay-Line 55 oder im Rechenwerk 33, 39, 70 durchgeführt werden. Erstere Variante entlastet das Rechenwerk zulasten einer komplexeren Verkabelung. Der

Koeffizientengenerator kann dann jedoch sehr aufwandsarm durch Abgreifen der relevanten Bit-Stellen der jeweiligen Speicherzelle des

Verzögerungsspeichers der Abtastwerte realisiert werden. Abhängig von der Zahl der in einem Abtasttakt parallel betriebenen Filter wird sich die eine oder andere Ausführungsform als besonders effizient erweisen. Im Umfeld einer konkreten anwenderspezifischen Lösung reduziert sich die Zahl der tatsächlich verwendeten Versionen der Abtastwerte.

In Fig. 6 wird eine Skizze des Rechenwerkes 70 gezeigt, das sich leicht mit der in Fig. 5 gezeigten dritten Ausführungsform der Erfindung kombinieren lässt.

Wie aus der Fig. 6 ersichtlich ist, werden mittels des von der Delay-Line über den Datenpool bereitgestellten aktuellen Abtastwerts r _i sowie des zugehörigen verzögerten Abtastwertes η_ _Ν sowie den optional auch hinter der Delay-Line - - bereitgestellten negierten Ausführungen - η ... - r _t _ _N und aller ihrer rechtsgeschobenen Varianten von der Koeffizientenauswahl 71 in

Zusammenspiel mit dem Addierer 72 jeweils die den äquivalenten Koeffizienten entsprechenden Formen der Abtastwerte bzw. deren verzögerten Ausführungen ausgewählt. Sollen zur verbesserten Generierung der äquivalenten

Koeffizienten je Taktschritt eine weitere Form der Abtastwerte bzw. deren verzögerter Ausführungen berücksichtigt werden, so müssen entsprechende Koeffizientengeneratoren 71 mit entsprechendem vom Abtasttakt / ^' gesteuerten Programm den bereits dargestellten Generatoren parallel geschaltet werden. Das Addierwerk kann asynchron arbeiten. Durch den Abtasttakt i werden die

Additionsergebnisse in den Ergebnisspeicher 73 übertragen, an dessen Ausgang somit stets abhängig vom mit dem Abtasttakt / ^' getakteten Programm der Koeffizientengeneratoren 71 die Inphase y _{l hD i} oder die Quadraturphase y _{Q h D i} des Filters für eine Filterfrequenz f _h und eine Filterbandbreite F ^■ (N _D + 1) ^-1 zur Verfügung gestellt wird.

Das Abgreifen von in geeigneter Form rechts-verschobener Abtastwerte und das Negieren können in ihrer Reihenfolge auch vertauscht werden. Erfolgt entgegen der Darstellung in Fig. 5 das Negieren erst nach dem Abgreifen rechts-verschobener Abtastwerte aus der Delay-Line, so kann das Negieren mittels Bit-weiser Invertierung der abgegriffenen Abtastwerte und Addition im Addierwerk 72 zuzüglich einer Addition vom 1 realisiert werden.

Die Zahl der für die Realisierung des Koeffizientengenerators erforderlichen Schalter kann reduziert werden, wenn das Abgreifen der Abtastwerte aus der

Delay-Line und das rechts-Schieben zeitlich nacheinander erfolgen, optional jeweils unter Nutzung eines Zwischenspeichers.

Das Verzögerungsleitungsmodul„Delay-Line" kann alternativ zu dem

dargestellten Verschieben der Abtastwerte von einem Speicher in einen nachfolgenden Speicher auch dadurch realisiert werden, dass die Abtastwerte in einen logisch als Ring organisierten Speicherbereich der Länge N _{D MAX} geschrieben werden und die Positionen der Abtastwerte r _i , η_ _Ν , ... - - r_ _N mittels Zeiger auf die jeweilige Speicherstelle i und den daraus berechneten Werten der Speicherstellen i , i-N _a , ? ^' -N _Dmax bestimmt werden. In einer besonders einfachen Ausführung haben die Koeffizienten nur die Werte cos(r/2-w)=l;0;-l;0;... bzw. ύη(πΙ2-η)= 0; 1; 0; -1; .... Für den Fall f _h =4-F ist von der Koeffizientenwahl das in Fig.7 gezeigte

Koeffiziententiming zu generieren. In Gleichung (5) wurden die Formeln zur Bestimmung der Inphase-Komponente y _u und der Quadraturphase- Komponente y _Qi für diesen Fall bereits hergeleitet.

i-N

y ^ ⁼ ^ ^' Σ η-ι( ^{( δ} ( ^/2 ·")· ^Γ »)

(8) i-N

N+i ·Σ( ^δΐη ( ^/2 ·")· ^Γ »)

Dem Fachmann ist bekannt, dass der Koeffizient der Quadraturphase- Komponente anhand des Einheitskreises aus der Inphase-Komponente bestimmt werden kann. Deswegen beschränkt sich im Folgenden die

Koeffizienten-Diskussion auf eine der zueinander üblicher Weise orthogonalen

Phasen. Anhand des in Fig.7 gezeigten Graphen wird deutlich, dass zu der kontinuierlich dargstellten Zeitfunktion der Filter-Referenz die zu den

Abtastwerten gehörigen Koeffizienten, d.h. die hier als ideale Koeffizienten bezeichneten Werte, im Fall f _h = F 14 stets mit den approximierten

Koeffizienten übereinstimmen können. Anders verhält es sich in dem bei gleicher Abtastfrequenz in Fig.8 dargestellten Fall f _h « 49 kHz Φ F I ^' 4.

Durch Rundung der idealen Koeffizienten auf den Satz möglicher

Koeffizientenwerte, der durch die Zahl von Rechts-Schieben und/oder durch die Zahl von Additionen und/oder Subtraktionen eines Abtastwertes durch das

Rechenwerk bestimmt wird, kann man die approximierten Koeffizienten bestimmen und damit das Timing des Steuerwerks, das heißt dessen

Programm, des als Koeffizientengenerator bezeichneten Schaltwerks festlegen, das im Wesentlichen die aus den in den Figuren mit 33, 45, 47, 48, 49, 71 bezeichneten Komponenten aufweist. In der Praxis wird dieses dargestellte - -

Muster von Addieren, nicht Verwenden und Subtrahieren der Abtastwerte in geeigneter Weise zumeist mittels Schiebregistern realisiert, die das jeweilige Steuerungsmuster des Koeffizientengenerators generieren. Alternativ kann auch die Verwendung einer Nachschlagtabelle (Englisch:„look up table") in Frage kommen.

Nutzt man erfindungsgemäß auch die Möglichkeit, mittels

Koeffizientengeneratorsteuerwert aus den einmalig nach rechtsgeschobenen Ausführungen der Abtastwerte als approximierte Koeffizienten auch die Werte 0,5 sowie -0,5 zu verwenden, so ergibt sich gemäß der Berechnungsformel P, = 2 ^l - Runden(2 - a _ldeal ) (9) das in Fig. 9 gezeigte geänderte Steuerungsmuster des

Koeffizientengenerators. Eine so grobe Approximation der Koeffizienten zur

Reduktion auf eine simple Addition/Subtraktion ist insbesondere in dem heute bei der Ultraschall-Umfelddetektion üblichen Fall, dass nämlich die vom Signal benötigte Bandbreite gering gegenüber der Mittenfrequenz f _c eines zu analysierenden Signals ist, vertretbar. Multiplikationen sind in diesem Fall gar nicht erforderlich. Die erforderliche Frequenz von Additionsoperationen reduziert sich im Vergleich zu dem oben besprochenen Fall mit F = \92kHz ,

N _FUter = 57 Stk. auf F ^■ N _FUter - 2 - N _a = F . N _FUter · 2 · 3 66 MHz .

Beschränkt man sich bei der Realisierung beispielsweise mittels

laufzeitabhängiger Verstärkung auf eine kleine Signaldynamik von 8 bit und weniger, kann man diese Architektur leicht mittels parallelisierter Hardware, wie sie z.B. in einem FPGA enthalten ist, realisieren. Ein solches System würde dann mit einer Frequenz von F = \92kHz auskommen. Alternativ kann auch ein klassischer sequentiell arbeitender Prozessor zum Einsatz kommen. Auch eine Kombination aus paralleler und sequentieller Arbeitsweise ist möglich.

Verwendet man beispielsweise einen Prozessor, der gleichzeitig 16 bit verarbeiten kann und beschränkt die Signaldynamik auf 8 bit, so können in einem Arbeitsschritt stets gleichzeitig zwei Operationen ausgeführt werden, wenn es keinen Übertrag zwischen dem unteren Byte und dem oberen der zwei - -

Byte breiten Zahlendarstellung des 16 bit-Prozessors gibt. Bei dem oben besprochenen Fall reduziert sich die Operationsfrequenz auf 33 MHz.

Nutzt man erfindungsgemäß auch die Möglichkeit neben einem optional geshifteten einen weiteren optional geshifteten Wert zu addieren bzw. zu subtrahieren, so ergibt sich bei gleichen Randbedingungen das in Fig. 10 als approximierte Koeffizienten dargestellte Timing des

Koeffizientengeneratorschaltwerks. Anhand Fig. 10 wird deutlich, dass die Lage der approximierten Koeffizienten nur noch geringfügig von denen der idealen Koeffizienten abweicht, so dass dieses Quantisierungsrauschen der

Koeffizienten infolge des erfindungsgemäßen Verzichts auf aufwendige Multiplizier-Werke für die akustische Umfeldüberwachung selbst bei der Analyse m-ärer Empfangssignale vertretbar sein wird. Für die Analyse breitbandigerer abgetasteter Signale, wie sie z.B. bei m-ären

Signalen auftreten, sollten die Koeffizienten jedoch etwas feiner generiert werden. Dazu wird in Fig. 1 1 das Timing der approximierten Koeffizienten für eine Filterfrequenz f _h « 24,5 kHz gezeigt, sowie in Fig. 12 für eine

Filterfrequenz f _h * 16,3 kHz * 112 .

In den letzten vorangegangenen Figuren wurden die approximierten

Koeffizienten aus den idealen Koeffizienten gemäß der Gleichung

p _r = 8 ^_1 - Runden(8 - a _lded ) gebildet. Anzumerken ist, dass auf die in den Gleichungen (4) und (5) angegebene

Division (N + l) ¹ verzichtet werden kann, wenn alle Rechenergebnisse bei nachfolgenden Vergleichen den gleichen Divisor (N + l) verwenden bzw.

anderenfalls die unterschiedlichen Divisoren anderweitig berücksichtig werden.

Anzumerken ist, dass im Gegensatz zu heutigen Systemen, bei denen mittels Schwelle auf die Amplitude nach einem Maximum gesucht wird, die

Ortsauflösung durch Auswertung des Verhältnisses der Inphase y _{l hD i} zur - -

Quadraturphase y _{Q h D i} eines Filters für eine Filterfrequenz f _h und eine Filterbandbreite F - {N _D + l) ¹ verbessert werden kann.

Die erfindungsgemäße Einrichtung eignet sich auch zur Detektion

unterschiedlicher Signalformen. Werden erfindungsgemäß beispielsweise für ein und die gleiche Filterfrequenz f _h Signale mit unterschiedlichen Pulsdauern

F ^~X - (N _A + l) ; F ^~X - {N _P + l); ... erwartet, so sollte im Optimalfall für jede erwartete Pulsform ein auf die jeweilige Pulsform angepasstes Filter verwendet werden, was anhand Fig. 13 deutlich gemacht wird.

Dabei sind in Fig. 13 im oberen Teil die Zeitverläufe der Filterantworten 145, 147 eines auf eine lange Pulsdauer z _hng = F ^~X - {N _ß + l) angepassten Filters (nicht dargestellt) angegeben. Im unteren Teil von Fig. 13 sind die entsprechenden Zeitverläufe der Filterausgangssignale 146, 148 eines auf kurze Pulsdauern

^T kurz ⁼ ^ ¹ ' (Na + 1) angepassten Filters (nicht dargestellt) aufgetragen. Auf der

Abszisse ist jeweils die Zeit und auf der Ordinate die Stärke der jeweiligen Filterausgangssignale 145, 146, 147, 148 aufgetragen. Gemäß Figur 13 sind die Zeitverläufe der Filterausgangssignale der jeweiligen Filter (nicht dargestellt) bei Beaufschlagung mit einem lauten kurzen Puls (nicht dargestellt) der Dauer ^T kurz ^{< T} ian _g ^am jeweiligen Filtereingang durchgezogen dargestellt und mit 145, 146 bezeichnet, während der Zeitverläufe der Filterausgangssignale als

Reaktion auf einen langen leisen Puls (nicht dargestellt) der Dauer r _lang am

Filtereingang gestichelt dargestellt und mit 147, 148 bezeichnet sind.

Erwartungsgemäß steigen die durchgezogen dargestellten Filterausgangswerte 145, 146 bei beiden Filtern (nicht dargestellt), d.h. gemäß sowohl dem oberen als auch dem unteren Teil von Fig. 13 unabhängig von deren Anpassung bei Beaufschlagung mit einem lauten Puls (nicht dargestellt) anfangs stärker als die gestrichelt dargestellten Verläufe der Filterausgangswerte 147, 148, die bei Beaufschlagung mit einem leisen Puls (nicht dargestellt) entstehen. Aufgrund der kurzen Pulsdauer des lauten Pulses (nicht dargestellt) bricht dieser Anstieg der Zeitverläufe der Filterausgangswerte 145, 146 jedoch nach der Dauer des - - kurzen Pulses 143 r _kurz bei beiden Filtern (nicht dargestellt) ab. Bei dem auf lange Pulse angepassten Filter (nicht dargestellt) gemäß dem oberen Teil von Fig. 13 verbleibt der Verlauf des Filterausgangswerts 145 für die Dauer

Tian _g ^{_ T} kurz ^aiJ f dem erreichten Plateau, bevor er mit der dem ursprünglichen Anstieg äquivalenten Steilheit in der Zeit r _kurz abnimmt. Die im unteren Teil dargestellte Filterantwort 146 des auf kurze Pulse angepassten Filters (nicht dargestellt) nimmt hingegen unmittelbar nach Erreichen des Hochpunktes wieder ab und erreicht bereits nach einer Zeit von 2 -r _kurz den Ausgangswert vor der Anregung.

Da voraussetzungsgemäß der lange Puls (nicht dargestellt) mit der Dauer r _lang leiser ist, steigt der gestichelt dargestellte Verlauf der Filterausgänge 147, 148 beider Filter (nicht dargestellt) bei Beaufschlagung mit diesem Puls (nicht dargestellt) anfangs mit einer geringeren Steilheit als bei zuvor erörterten Beaufschlagung mit einem lauten Puls (nicht dargestellt) an. Bei dem im oberen Teil dargestellten Verlauf 147 des auf die lange Pulsdauer z _hng angepassten

Filters (nicht dargestellt) dauert der Anstieg jedoch über die gesamte Dauer des eingehenden langen Pulses (nicht dargestellt) von z _hng an und erreicht trotz des geringeren Anstiegs einen größeren Maximalwert als der Zeitverlauf der Filterantwort 145 bei Anregung des gleichen, auf lange pulse angepassten Filters (nicht dargestellt) durch einen viel lauteren aber kürzeren Puls (nicht dargestellt). Allein anhand der Stärke der Filterausgangswerte 145, 147 kann das auf lange Pulsdauern r _lang angepasste Filter (nicht dargestellt)

entsprechende lange Pulse (nicht dargestellt) deutlich detektieren, selbst wenn sie wie im angenommenen Fall leiser sind. Darüber hinaus ist eine

Signalformunterscheidung anhand der Antwortzeiten der Filterausgangswerte leicht möglich.

Der im unteren Teil dargestellte Verlauf des Filterausgangs 148 des auf kurze Pulse angepassten Filters (nicht dargestellt) erreicht trotz Beaufschlagung mit einem langen Puls (nicht dargestellt) am Eingang bereits nach r _kurz seinen

Maximalwert, den er über die Plateaudauer r _lang -r _kurz hält, bevor er mit einer - - seinem Anstieg äquivalenten Steigung abfällt. Im angenommenen Fall kann das auf kurze Pulse angepasste Filter (nicht dargestellt) somit allein anhand des Maximalwertes des Filterausgangs das Eintreffen eines kurzen Pulses (nicht dargestellt) deutlich vom Eintreffen eines langen Pulses (nicht dargestellt) unterscheiden.

Daraus wird insbesondere deutlich, dass das auf die Pulsdauer angepasste Filter bei Eintreffen eines Pulses seiner Pulsdauer einen höheren

Filterausgangswert generiert, als bei einem wie im angenommenen Fall mit ähnlicher Pulsenergie versehenen Puls mit jedoch anderer Pulsdauer. Ein weiteres Unterscheidungsmerkmal ist die Dauer der Filterausgangssignale. Die Antwort eines auf eine Pulsdauer F ^{~l ■} N _{O Pilter} angepassten Filters auf einen

Puls der Dauer F ^~l■ N _{O Singal} hat eine Gesamtfußbreite von

F ' (ND Fater + ND singai ) ^unc ' ^η3 * bei einer angepassten Filterung die Form eines gleichseitigen Dreiecks bzw. bei Fehlanpassung ein Plateau der Dauer - Unter Berücksichtigung dieser Zusammenhänge kann bereits mit einem der beiden Filter (nicht dargestellt) gemäß Fig. 13 anhand der Breite der Filterausgänge auf das Eintreffen von Pulsen unterschiedlicher Pulsdauer am Filtereingang unterschieden werden. Beträgt beispielsweise

Tian _g = 4 - T _kurz und werden mit einem auf kurze Pulse angepassten Filter (nicht dargestellt) das Eintreffen unterschiedlicher Signalformen analysiert, so erzeugt das Eintreffen eines kurzen Pulses (nicht dargestellt) eine Filterantwort 146 mit einer Dauer von 2 - r _kurz , während das Eintreffen eines langen Pulses (nicht dargestellt) eine deutlich längere Filterantwort 148 mit einer Dauer von 5 - T _kurz erzeugt.

Neben der einfachen Laufzeitmessung mittels einer Schwelle kann die

Auswerteeinrichtung diese Erkenntnis zur detaillierten Analyse der eingehenden Signale nutzen, z.B. um Aussagen über bestimmte Objektformen zu machen, die ein ausgesandtes Schallsignal an ihrer Reflexionsoberfläche infolge räumlich verteilter Reflexion in seiner Pulsdauer verändern oder um z.B. anhand der Pulsform auf den Zeitpunkt der Abstrahlung des Schallsignals zu

schlussfolgern und um auf diese Weise Aussagen über die Schalllaufzeit und - - somit über Positionen von Schallquellen und/oder reflektierenden Objekten zueinander in der Szene treffen zu können.

Neben der schriftlichen Offenbarung der Erfindung wird hiermit explizit auf deren zeichnerische Darstellung in den Fig. 1 bis 13 verwiesen.