Beschreibung

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur di¬ gitalen Erfassung einer analogen Information, insbeson¬ dere des Zeitabstandes zweier aufeinanderfolgender Zu¬ stände wenigstens eines Signals oder der Amplitude des Signals, gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Eine Schaltungsanordnung zur Erfassung von Zeitabstän- den, insbesondre zur Messung von kleinen Zeitabständen im Submillisekundenbereich, die mit konventionellen digitalen Zeitabstandsmeßeinrichtungen nicht oder nur mit unzureichender Auflösung bestimmt werden können, umfaßt einen Integrationskondensator, der über eine

Ladeschaltung auf eine die analoge Information re¬ präsentierende Spannung ladbar ist, und eine Ladungs¬ änderungsSchaltung, die die Spannung des Integrations¬ kondensators mit einer Änderungsrate kleiner als die der Ladeschaltung ändert. Ein Komparator vergleicht die Spannung an dem Integrationskondensator mit einem vorbestimmten Schwellenwert. Ferner ist ein Zähler vorgesehen, welcher während der Änderung der Spannung des Integrationskondensators mittels der Ladungsände¬ rungsschaltung bis zum Erreichen des vorbestimmten Schwellenwertes periodische Taktpulse zählt.

Nachdem der Integrationskondensator über die Ladeschal¬ tung auf eine die analoge Information repräsentierende Spannung geladen worden ist, ändert die Ladungsände- rungsschaltung die Spannung am Integrationskondensator bis zum Erreichen des durch den Komparator überwachten Schwellenwertes. Die Dauer dieser Spannungsänderung des Integrationskondensators mittels der Ladungsänderungs- schaltung hängt einerseits von vorbestimmten Parametern der Schaltungsanordnung und andererseits von dem Wert der die analoge Information repräsentierenden Integra¬ tionskondensatorspannung ab. Nach Ablauf der Spannungs¬ änderung am Integrationskondensator stellt das Zähler¬ gebnis des Zählers eine digitale Information über die Dauer der Spannungsänderung und damit auch über den Wert der analogen Information dar.

Bei der konventionellen digitalen Messung von Zeit¬ intervallen auf der Grundlage des Auszählens von Flan¬ ken periodischer Taktpulse eines Referenztaktsignals bekannter Perior_endauer stellt sich das Problem, daß der Beginn bzw. das Ende des Zeitintervalls im allge¬ meinen nicht mit einer Flanke des Referenztaktsignals zusammenfällt. Der Zeitabstand zwischen dem Beginn des Meßzeitintervalls und dem Auftreten der ersten, ein

Zählereignis auslösenden Flanke des Referenztaktsignals wird nicht richtig erfaßt, da keine vollständige Refe¬ renztaktperiode auf diesen Zeitabstand entfällt. Eine entsprechende Situation ergibt sich am Ende des Meß- zeitintervallε. Der dadurch entstehende Fehler des di¬ gitalen Meßergebnisses wird als +/- 1-Digitalisierungs- unsicherheit bezeichnet. Die +/1-Digitalisierungsun- sicherheit begrenzt die relative Auflösung einer Zeit- abstandsmessung um so stärker, je größer das Verhältnis von Periodendauer des Referenztaktsignals zur Dauer des zu messenden Zeitabstands ist. Zur Erzielung einer hohen Auflösung einer konventionellen Zeitabstandsmes- sung ist daher eine hohe Referenztaktfrequenz erforder¬ lich. Ein Referenztaktsignal mit sehr hoher konstanter Frequenz erfordert jedoch aufwendige Oszillatorschal¬ tungen und ist störanfällig.

Eine Möglichkeit der Auflösungsverbesserung bei der Zeitintervallmessung ohne Erhöhung der Referenztakt¬ frequenz besteht darin, die aufgrund der Asynchrσnität von Meß-und Referenztaktsignal nicht genau erfaßbaren Zeitabstände am Beginn und am Ende des Meßzeitinter¬ valls mit einer Schaltungsanordnung der oben bezeich¬ neten Art zu bestimmen.

Eine solche Anwendung einer Schaltungsanordnung zur digitalen Erfassung des Zeitabstandes zweier aufeinan¬ derfolgender Zustände wenigstens eines Signals ist aus der Zeitschrift "Elektronik" Jahrgang 7-1988, Heft 14 Seiten 65 bis 68 bekannt. Die bekannte Schaltungsanord¬ nung arbeitet als Analog-Interpolator eines Zeitinter¬ vall-Meßsystems und erfaßt den Zeitabstand T.. zwischen dem Beginn eines zu messenden Zeitintervalls T und einer darauffolgenden vorbestimmten Flanke eines peri¬ odischen Referenztaktsignals. Ein weiterer Analog- Interpolator erfaßt den Zeitabstand T_. zwischen dem

Ende des zu messenden Zeitintervalls und einer darauf¬ folgenden vorbestimmten Flanke des Referenztaktsignals. Die oben genannten vorbestimmten Flanken des Referenz¬ taktsig ^J nals schließen ein Zeitintervall Tm ein, dessen

Länge einem ganzzahligen Vielfachen der Periodendauer des Referenztaktsignals entspricht und somit durch

Auszählen der in dieses taktsynchrone Zeitintervall fallenden Taktperioden mit einer Zähleinrichtung exakt bestimmbar ist. Aus den mit den Analoginterpolatoren und der Zähleinrichtung ermittelten Informationen über die Zeitabschnitte/ _n 1, T.1. und Tm berechnet eine Aus-

Werteeinrichtung einen digitalen Meßwert für das zu bestimmende Meßzeitintervall Tx,' wodurch eine hohe

Zeitauflösung erzielt wird. Die bekannte Schaltungs¬ einrichtung umfaßt einen in einer Integratorschaltung angeordneten Integrationskondensator, eine Ladeschal¬ tung zum Laden des Integrationskondensators mit einem konstanten Strom einer ersten Ladungsquelle während des zu erfassenden Zeitabstandes T, bzw. T_. , eine Ladungs- änderungsschaltung zum Entladen des Integrationskonden¬ sators mit dem Strom einer zweiten Ladungsquelle, und einen Komparator, der die Spannung am Kondensator mit einem dem Entladezustand des Kondensators entsprechen¬ den Schwellenwert vergleicht. Die erste und zweite Ladungsquelle haben einander entgegengesetzte Polari¬ tät. Die erste Ladungsquelle liefert einen konstanten Strom, der um den Faktor tausend größer ist als der konstante Strom der zweiten Ladungsquelle. Die Span¬ nungsänderungen am Integrationskondensator während der Lade-und Entladephase verlaufen linear, jedoch mit unterschiedlichen Vorzeichen. Während der Entladephase zählt ein Zähler periodische Taktimpulse des Referenz¬ taktsignals. Nach Ablauf der Entladephase stellt das Zählergebnis des Zählers eine Information über den zu erfassenden Zeitabstand T., bzw. T.. dar.

Die bekannte Schaltungsanordnung hat insbesondere den Nachteil, daß zum Laden und Entladen des Integrations¬ kondensators Ladungsquellen mit entgegengesetzter Po¬ larität erforderlich sind. Darüberhinaus benötigt der Komparator zum Einstellen des Schwellenwertes ÖV eine negative Gleichspannung. Für den Ladestrom und für den Entladestrom ist eine gute Konstanz zu fordern. Bei Schwankungen des Ladestroms repräsentiert die nte- grationskondensatorspannung nach Ablauf der Ladephase das zu erfassende Zeitintervall nur fehlerhaft, während Schwankungen des Entladestromes einen störenden Einfluß auf die Entladezeit und somit auf das Zählergebnis des Zählers haben. Die erforderliche Stabilisierung der Ströme unterschiedlicher Vorzeichen auf jeweils vor¬ bestimmte Werte, die sich darüberhinaus noch wesentlich unterscheiden, ist mit einem hohen Schaltungsaufwand verbunden, der die Schaltungsanordnung kompliziert und teuer macht. Zur Erzielung einer hohen Meßgenauigkeit des bekannten Analog-Interpolators ist eine aufwendige statistische Kalibrierung zur Bestimmung des Verhält¬ nisses von Ladestrom zu Entladestrom nach jedem Me߬ vorgang erforderlich. Dabei wird jeder der Inter- polatoren mit Hilfe von Referenzimpulsen kalibriert, die den Eingängen der Interpolatoren über einen Prä- zisionsphasenschieber zugeführt werden. Diese Kali¬ briermethode erfordert neben einem zusätzlichen Schal¬ tungsaufwand einen vergleichsweise großen Rechenaufwand der Auswerteeinrichtung.

Aus dem Fachbuch: Halbleiterschaltungstechnik, Verfas¬ ser: Tietze-Schenk, Dritte Auflage, Springer-Verlag, Heidelberg New York 1980, Seite 662, ist eine Schal¬ tungsanordnung zur digitalen Erfassung der Spannungs¬ amplitude eines analogen Signals bekannt. Diese bekann¬ te Schaltungsanordnung arbeitet nach dem "dual-slope"- Analog-Digital-Wandler-Verfahren und umfaßt einen

Integrationεkondensator in einer Integratorschaltung mit Operationsverstärker. Der Eingang der Integrator¬ schaltung ist während eines vorbestimmten Integrations¬ zeitintervalls über eine Ladeschaltung mit der Signal¬ quelle elektrisch verbunden, wodurch der Integrations¬ kondensator auf eine der zu messenden Signalspannung proportionale Spannung geladen wird. Nach Ablauf des Integrationszeitintervalls wird der Eingang der Integra- torεchaltung an eine Referenzspannungsquelle mit kon¬ stanter Referenzspannung angeschlossen, um den Integra¬ tionskondensator zu entladen. Dabei ändert sich die Kondensatorspannung linear mit der Zeit. Während des Entladevorgangs zählt ein Zähler periodische Taktpulse einer Referenztaktquelle. Ein Komparator beendet den Zählvorgang, wenn die Spannung am Kondensator auf den Wert OV abgesunken ist. Nach Ablauf der Entladephase stellt das Zählergebnis des Zählers eine digitale Information über die zu messende Signalspannung dar.

Ein Nachteil dieses bekannten Analog-Digital-Wandlers liegt darin, daß für den kontrollierten Entladevorgang des Integrationskondensators und damit für eine hohe Genauigkeit der Spannungsmessung eine sehr gut konstan¬ te Referenzspannung erforderlich ist, deren Vorzeichen entgegengesetzt zum Vorzeichen der Meßspannung ist. Die bekannte Schaltungsanordnung erfordert daher wenigstens eine positive und eine negative Spannungsquelle mit jeweils sehr gut konstanter AusgangsSpannung, und eine Schalteinrichtung, die die Referenzspannung umpolt.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schal¬ tungsanordnung zur digitalen Erfassung einer analogen Information, insbesondere des Zeitabstandes zweier aufeinanderfolgender Zustände wenigstens eines Signals oder der Amplitude des Signals anzugeben, deren Schal¬ tungsaufwand und Störanfälligkeit gering ist.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die Ladeschaltung und die Ladungsänderungsschaltung die Spannung des Integrationskondensators in gleicher Richtung ändern und an eine gemeinsame Ladungsquelle angeschlossen sind.

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ist mit geringem Schaltungsaufwand realisierbar und arbeitet nahezu störungsunanfällig. Insbesondere ist zum Betrieb der Schaltung nur eine Ladungsquelle, zum Beispiel eine Gleichspannungsquelle erforderlich. Ein weiterer Vor¬ teil liegt darin, daß die Schaltungsanordnung ohne Ein¬ schränkung ihrer Zuverlässigkeit aus vergleichsweise preiswerten Bauelementen aufgebaut werden kann.

Mit einer Weiterbildung der Erfindung zur digitalen Er¬ fassung des Zeitabstandes zweier aufeinanderfolgender Zustände wenigstens eines Signals, gemäß Anspruch 2, wird sichergestellt, daß die Ladeschaltung nur während des zu erfassenden Zeitabstandes wirksam geschaltet ist, um den Integrationskondensator auf eine den zu messenden Zeitabstand repräsentierende Spannung zu laden. Ferner ist sichergestellt, daß die Spannungs¬ änderung des Integrationskondensators mittels der Ladungsänderungsschaltung unmittelbar im Anschluß an den zu erfassenden Zeitabstand erfolgt, wodurch die den Zeitabstand repräsentierende Spannung am Integrations- kondenεator ohne Verfälschung durch Leckströme, stö¬ rungssicher und vergleichsweise schnell ausgewertet werden kann.

Gemäß der Weiterbildung der Erfindung nach Anspruch 3 lassen sich verεchiedene Signalzustände eines Signals als Begrenzungsmarken eines zu messenden Zeitabstandes auswählen. Die Signalzustände können beispielsweise steigende oder fallende Flanken eines Meßsignals sein.

Gemäß der Weiterbildung der Erfindung nach Anspruch 4 lasεen εich Zeitabεtände zwischen Signalzuständen von Signalen aus verschiedenen Quellen erfassen.

Durch Verwendung einer Gleichspannungsquelle als La¬ dungsquelle, insbeεondere einer Verεorgungεgleichεpan- nungεquelle der Schaltungεanordnung wird der Schal- tungεaufwand zur Stromverεorgung minimal gehalten.

Die Weiterbildung der Erfindung gemäß Anεpruch 6, zur Messung der Amplitude des Signals, gewährleistet ein konstanteε Integrationεzeitintervall zum Laden des Integrationskondensators auf eine die Amplitude des analogen Signals repräsentierende Spannung. Durch Auszählen von periodiεchen Taktpulsen, die in die sich an das Integrationεzeitintervall anεchließende Ladungs- änderungsphase fallen, wird eine digitale Information über die zu erfassende analoge Signalspannung erhalten.

Eine Abtast-Halte-Schaltung zur Zwischenspeicherung von Signalamplitudenwerten ermöglicht die digitale Erfas¬ sung von Amplitudenwerten zeitveränderlicher Signale.

Die Ladeschaltung läßt sich durch Einstellen eines ersten Widerstandswerteε und die Ladungsanderungs- εchaltung durch Einstellen eines zweiten Widerstands¬ wertes der Widerstandεschaltung nach Anspruch 8 einfach realiεieren, wobei Lade und Ladungεänderungεεchaltung mit einer gemeinεamen Ladungεquelle auskommen.

Im Anspruch 9 wird eine sehr einfache Möglichkeit zur Änderung deε Widerstandswertes der Widerεtandεεchaltung angegeben. Ein besonderer Vorteil der Widerstandεεchal- tung nach Anεpruch 9 besteht darin, daß der Ladungsfluß zum Kondensator während der Ladephase und während der

Ladungsänderungεphase im wesentlichen von störunanfäl- ligen passiven Bauelementen, nämlich Ohm'sehen Wider¬ ständen, abhängt. Die vorgeschlagene Widerεtandεεchal¬ tung gewährleistet bei sehr einfachem Aufbau eine nahezu störunanfällige Erfassung der analogen Informa¬ tion. Hinzukommt, daß Widerstände mit hoher Präzision, Temperaturunabhängigkeit und Langzeitstabilität ihrer Widerstandswerte mit den heutzutage vorhandenen Tech¬ nologien ohne Schwierigkeiten bei gleichzeitig geringen Kosten herstellbar sind, was zur preiswerten Realisie¬ rung der Schaltungsanordnung beiträgt.

Dadurch, daß der zweite Widerstand der Widerstands¬ schaltung nach Anspruch 9 einen wesentlich größeren Widerstandεwert alε der erste Widerstand hat, ist die Änderungsrate der Spannung des Integrationskondensators während der Spannungsänderung mittels der Ladungsände¬ rungsschaltung wesentlich kleiner als die Änderungsrate der Spannungsänderung am Integrationskondensator wäh¬ rend der Ladephase mittels der Ladeschaltung. Dies ist insbesondere von Bedeutung, wenn Zeitabstände digital erfaßt werden sollen, die etwa gleich lang oder kürzer als die Periodendauer des periodischen Taktsignalε εind. Die von der Dauer der Ladephaεe abhängige Dauer der Ladungsänderungsphase kann durch Wahl des Wider¬ standsverhältnisses des ersten und zweiten Widerstandes immer so lang gewählt werden, daß mehrere periodische Taktpulse während der Ladungsänderungsphase auftreten, so daß durch Zählen dieser Taktpulse eine digitale Information über die Dauer der Ladephaεe erhalten wird.

Entsprechend der Weiterbildung der Erfindung nach Anspruch 11 kann der Integrationskondensator durch einen zweiten Schalter der Steuereinrichtung kurz¬ geschlossen werden, um die Anfangsbedingungen für einen neuen Meßvorgang herzuεtellen.

Auεführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeich¬ nungen dargestellt und werden im folgenden näher be¬ schrieben.

Es zeigen

Fig. 1 eine schematische Darstellung einer Schaltungs¬ anordnung nach der Erfindung zur digitalen Erfassung eines Zeitabstandes zwiεchen aufeinan¬ derfolgenden Zuεtänden wenigstens eines Signals,

Fig. 2 ein Signalablaufdiagramm zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltungsanordnung nach Fig. 1,

Fig. 3 eine schematische Darstellung einer Zeitinter¬ vall-Meßeinrichtung mit einem Ausführungsbei- εpiel der Erfindung,

Fig. 4 und Fig. 4a ein Signalablaufdiagramm zur Er¬ läuterung der Arbeitsweise der Zeitintervall- Meßeinrichtung nach Fig. 3 und

Fig. 5 eine schematiεche Darstellung eines Ausfüh- rungsbeispielε der Erfindung zur digitalen Erfassung der Amplitude eines Signals.

Die in Fig. 1 mit 1 bezeichnete Schaltungsanordnung nach der Erfindung umfaßt einen analogen Schaltungsteil 3, einen Komparator 5, einen Zähler 7 und eine Steuer¬ einrichtung 9. Der analoge Schaltungsteil 3 umfaßt eine an den Pluspol 6 einer positiven Gleichspannungsquelle angeschlossene Widerstandsschaltung 11 mit einem ersten Widerstand 13 in Serie zu einem ersten Schalter 15 in einem ersten Zweig 16 und mit einem zweiten Widerstand 17 parallel zum ersten Widerstand 13 und zum ersten

Schalter 15 in einem zweiten Zweig 18, ferner in Serie zur Widerεtandsεchaltung 11 eine an daε Bezugspotential 19 (Masse) der Gleichspannungsquelle angeschlosεene Parallelεchaltung 21 aus einem Integrationskondensator 23 in einem dritten Zweig 25 und einem zweiten Schalter 27 in einem vierten Zweig 29.

Der erste Schalter 15 und der zweite Schalter 27 werden von der Steuereinrichtung 9 gesteuert und schalten je nach Schaltzustand einen Strom durch den ersten Zweig 16 bzw. durch den vierten Zweig 29 ein oder aus. Ein Eingang 31 des Komparators 5 ist mit einem ersten Anschluß 33 des Integrationskondensators 23 elektrisch verbunden. Der Komparator 5 vergleicht die Spannung U am Integrationskondensator 23 mit einem vorbestimmten Schwellenwert U , und ändert den Zustand seineε Kompa- ratorauεgangεsignals, wenn die Kondensatorspannung ü den Schwellenwert ü ~ erreicht. Ein das Komparator- ausgangεsignal führender Ausgang 35 des Komparators 5 iεt mit einem Eingang 37 der Steuereinrichtung 9 elek¬ trisch verbunden. Ein Signalzustandsdetektor 8 der Steuereinrichtung 9 detektiert vorbestimmte aufeinan¬ derfolgende Zustandεänderungen wenigstens eines Me߬ signals, beispielsweise die positive und negative Flanke eines Rechteckpulses eines Meßsignalε, und die Steuereinrichtung 9 steuert den ersten Schalter 15 bzw. zweiten Schalter 27 in Abhängigkeit vom Auftreten der vorbestimmten Zustandsänderungen wenigstens eines MeßSignals bzw. in Abhängigkeit vom Auftreten einer Zustandsänderung des Komparatorausgangεsignals. Die Steuereinrichtung 9 ist ferner mit einem Zählfreigabe¬ eingang 39 des Zählers 7 elektrisch verbunden, um die Zählbereitschaft des Zählers 7 in Abhängigkeit vom Auftreten einer vorbestimmten Zustandsänderung wenig¬ stens eines Meßsignals bzw. des Komparatorausgangsεi- gnalε ein- bzw. auszuschalten. Bei eingeschalteter

Zählbereitschaft zählt der Zähler 7 Taktpulse eines periodischen Taktsignalε Tref konstanter Taktperioden¬ dauer Tclk.

Anhand eines Beispiels einer Pulslängenmessung mit dem Ausführungεbeispiel der Erfindung wird nachstehend die zeitliche Folge verschiedener Schritte bei der digita¬ len Erfassung des Zeitabstandes T.. zwischen der positi¬ ven und der darauffolgenden negativen Flanke eines Rechteckεignalpulεeε P beεchrieben. Dazu wird auf Fig. 1 und Fig. 2 Bezug genommen. Vor dem Auftreten des Pulses P ist der zweite Schalter 27 eingeschaltet und damit der Integrationεkondenεator 23 über den vierten Zweig 29 kurzgeεchloεεen und entladen (Ausgangszuεtand der Schaltung) . Bei Auftreten der positiven Flanke A.. des Rechteckpulses P detektiert der Signalzustandsde- tektor 8 der Steuereinrichtung 9 die positive Flanke A. alε Startεignal einer Meεsung, und die Steuereinrich¬ tung 9 schaltet durch Ausgabe eines Steuersignals gleichzeitig den zweiten Schalter 27 aus, so daß kein Strom über den vierten Zweig 29 an dem Integrationε¬ kondenεator 23 vorbeifließen kann. Damit setzt eine Ladephase zum Laden des Integrationskondensators 23 auf eine den Zeitabstand T.. zwischen den Pulsflanken A.. , A_ des Rechteckpulseε P repräsentierende Spannung U _. ein. Während der Ladephase ist der erste Schalter 15 einge¬ schaltet, so daß der Integrationskondenεator 23 über den erεten und zweiten Widerεtand 13, 17 geladen wird. In der Konfiguration, daß der erεte Schalter 15 einge- εchaltet und der zweite Schalter 2.7 auεgeεchaltet iεt, arbeitet die Analogschaltung 3 als Ladeschaltung 3' mit einer Ladezeitkonstante L . .

Bei Auftreten der negativen Flanke A ₂ des Rechteckpul¬ ses P detektiert der Signalzustandsdetektor 8 der Steuereinrichtung 9 die negative Flanke A-, alε Stopp¬ signal für die Ladephase, und die Steuereinrichtung 9 beendet die Ladephaεe durch Ausschalten des ersten Schalterε 15. Ferner gibt die Steuereinrichtung 9 mit

Beendigung der Ladephase ein Signal an den Zähler 7 aus, um die Zählbereitschaft des Zählers 7 einzuschal¬ ten, so daß dieser Taktpulse des periodischen Taktsi¬ gnals Tref zählt. Unmittelbar an die Ladephase schließt sich eine Ladungsänderungεphaεe ΔT an, in der der Integrationskondensator 23 nur noch über den zweiten Widerstand 17 geladen wird. In der während der Ladungs- änderungεphaεe ΔT vorliegenden Konfiguration, daß erεter und zweiter Schalter 15, 27 auεgeεchaltet sind, arbeitet die Analogschaltung 3 als Ladungsänderungs- εchaltung 3" zur Änderung der Spannung U am Integra¬ tionskondensator 23 bis zum Erreichen des von dem Komparator 5 überwachten Schwellenwertes U -• ^D i ^e Ladezeitkonstante ⁽ - 2 der Ladungsänderungsschaltung ist wesentlich größer als die Ladezeitkonstante i 1 der Ladeschaltung, so daß die Spannung U am Integrations¬ kondensator 23 während der Ladungsänderungsphase ΔT mit einer wesentlich kleineren Änderungsrate als wäh¬ rend der Ladephase T.. geändert wird. Die Zeitkonstante T der Ladungsänderungsschaltung ist größer als die Zeitkonstante - 1 der Ladeschaltung, da der Geεamtwider- εtand der Widerεtandεεchaltung 11 während der Ladungs¬ änderungsphase (Ladung des Integrationskondenεators 23 über den zweiten Widerstand 17) größer ist als während der Ladephase (Ladung des Integrationskondensators 23 über eine Parallelschaltung aus erstem und zweiten Widerstand 13, 17) .

Lade- und Ladungsänderungεschaltung 3', 3" ändern die Spannung U am Integrationskondenεator 23 in gleicher Richtung. Wenn die Spannung U am Integrationεkonden- sator 23 den vorbestimmten Schwellenwert ü _ erreicht, ändert der Komparator 5 den Zustand des Komparatoraus- gangssignalε, woraufhin die Steuereinrichtung 9 die Zählbereitschaft des Zählers 7 auεschaltet und den zweiten Schalter 27 einschaltet. Der Integrationskon-

densator 23 wird danach über den zweiten Schalter 27 kurzgeschlossen und entladen, wodurch die Schaltungs¬ anordnung nach der Erfindung in ihren Ausgangszustand zurückversetzt wird. Das Zählergebnis X des Zählers 7 wird nach Ablauf der Ladungsänderungεphaεe von einer Auswerteeinrichtung (nicht gezeigt) ausgelesen und als digitale Information zur Berechnung eines Meßwertes für den Zeitabstand T.. zwischen den Flanken A ₁ , A-, des Meßsignals ausgewertet.

Das wesentliche Arbeitsprinzip des Auεführungsbeispiels der Erfindung wurde vorstehend anhand der Erläuterung einer Pulslängenmeεεung beschrieben. Das Ausführungεbei- εpiel iεt jedoch nicht auf die Meεεung von Rechteckpuls¬ dauern beschränkt.

Der Signalzustandsdetektor 8 der Steuereinrichtung 9 kann wahlweiεe ebenso auf andere vorbestimmte Signal¬ zustände als die oben beschriebenen reagieren. Insbe¬ sondere können die Signalzustände zum Starten und Stoppen der Ladephase des Integrationskondensators und damit des Meßzeitintervalls von verschiedenen Signal¬ quellen stammen.

Die Schaltungsanordnung nach der Erfindung ist in der Lage, Selbstkalibriermessungen auszuführen. Vor Beginn der Kalibriermeεεung iεt der erεte Schalter 15 ausge¬ schaltet und der zweite Schalter 27 eingeschaltet (Ausgangsschaltzustand) , so daß der Integrationskon¬ densator 23 entladen ist. Die Steuereinrichtung 9 startet die Kalibriermessung durch Ausschalten des zweiten Schalters 27 und Einschalten der Zählbereit¬ schaft des Zählerε 7. Der Integrationεkondensator 23 wird daraufhin nur über den zweiten Widerstand 17 von seinem Entladezustand bis zum Erreichen des Schwellen¬ wertes U_ _* £ geladen. Bei Erreichen des Schwellenwertes

U „ ändert der Komparator 5 den Zustand seines Aus- gangεεignalε, woraufhin die Steuereinrichtung 9 die Kalibriermessung durch Ausschalten der Zählbereitschaft des Zählers 7 und Einschalten des zweiten Schalters 27 beendet. Während der Kalibriermessung zählt der Zähler 7 die Taktpulεe deε periodiεchen Taktεignalε Tref. Daε Zählergebniε XT deε Zählers 7 wird nach Ablauf der Kalibriermessung von der Auswerteeinrichtung ausgelesen und zwischengespeichert. Dieseε Zählergebniε XT der Kalibriermeεεung wird von der Auswerteeinrichtung in die Auswertung eines oder mehrerer zu messender Zeit¬ abstände T. einbezogen.

Nachstehend werden mathematische Grundlagen zur Ermitt¬ lung eines gesuchten Zeitabstandes T- zwischen aufein¬ anderfolgenden Zuständen wenigstens eines Signals dargelegt.

Bei Beendigung der Ladephase hat die Spannung U am Integrationskondenεator 23 den durch nachstehende Gleichung (1) beschriebenen Wert:

worin U die Spannung der Gleichεpannungsquelle,

T.. die Dauer der Ladephase und f", die Zeitkonstante der Ladeschaltung 3* bezeichnet.

Die Zeitkonstante T\ der Ladeschaltung 3a läßt sich durch die Beziehung:

T _χ = C R- _^ R ₂ /(R ₁ + R ₂ ) (2)

beschreiben, worin R.. bzw. R_ den Widerstandεwert des ersten bzw. zweiten Widerstandes 13, 17 und C die Kapazität des Integrationskondensatorε 23 bezeichnet.

Die Dauer ΔT der Ladungsänderungεphaεe kann durch nachstehende Gleichung (3) beschrieben werden:

ΔT - T ₂ m (<u _o - u _cl )/(u _o - u _c2 )) (3) ,

worin

£-. = R_ . C die Ladezeitkonstante der Ladungsänderungs¬ schaltung und U „ den vom Komparator 5 überwachten Schwellenwert der Integrationskondensatorspannung bezeichnet.

Auflösen der Gleichung (3) nach U , führt zu:

U C-l = DO - (üO - UC ) exp ^~~ (Δτ/r, 2) (4)

Gleichsetzen der Gleichungen (1) und (4) und Auflösen deε Ergebnisses nach T ₁ führt zu einer von der unbe¬ kannten Spannung U , unabhängigen mathematischen Be¬ schreibung der Dauer der Ladephase bzw. des zu erfas¬ senden Zeitabstandes zwischen zwei aufeinanderfolgenden Zuständen wenigstenε eines Signals:

l ^{= " R} l ^R ₂ ^{C/ (R} 1 ^{+ R} 2> ^{ln ( (U} o ^{" U} c2 ^{) U} o ⁾

- I^/CEt _j + R ₂ ) X Tclk (5)

In Gleichung (5) sind die Zeitkonstanten L , und T durch die Widerstandswerte R, und R ₂ und durch die Kapazität C des Integrationskondenεatorε 23 ausge- drückt. Das Symbol Δ T für die Dauer der Ladungsän¬ derungεphaεe iεt in Gleichung (5) durch den äqui¬ valenten Ausdruck: X Tclk ersetzt worden. X bezeichnet das Zählergebnis deε Zählerε 7 nach Ablauf der Ladungs¬ änderungsphase und Tclk die Periodendauer des periodi¬ schen Taktsignals Tref. Mit Gleichung (5) kann der zu

erfassende Zeitabstand T, aus dem Zählergebnis X und den ansonsten bekannten Parametern der Gleichung (5) bestimmt werden.

Die Gleichung (5) läßt sich durch Einbeziehen des Zählergebnisses XT einer Kalibriermessung noch wesent¬ lich vereinfachen. Die Spannungsänderung U des Inte- grationskondensatorε 2 % von εeinem Entladezuεtand biε zum Erreichen des Schwellenwertes U erfolgt bei einer Kalibriermesεung in der Zeit T,, die durch daε Produkt aus Zählergebnis XT und Periodendauer Tclk des periodi¬ schen Taktsignals Tref beschrieben werden kann:

T ₃ = XT ^• Tclk (6)

Unter Verwendung der Gleichung (6) und der exponentiel- len Ladefunktion deε Integrationskondensators 23 ent¬ sprechend Gleichung (1) wird der Schwellenwert U in Abhängigkeit vom Zählerstand einer Kalibriermessung angegeben:

^U c2 ^{= U} o ⁽¹ " ^ex P ⁽ - ^χτ - ^τ clk (R ₂ C ⁾ ) ⁾ (7)

Ersetzt man in Gleichung (5) U ₂ durch den Ausdruck der rechten Seite von Gleichung (7) , so führt dies zu Gleichung (8) :

T _χ = ^R / ^" < ^R ι ^{+ R} 2 - ' ^Tclk ' ^{(X " X) (8)}

Nach Gleichung (8) wird die Auswertung des Zählergeb- nisseε X zur Beεtimmung eineε Zeitabstandes T. zweier aufeinanderfolgender Zustände wenigstens eines Signals durch Einbeziehung des Zählergebnisses XT einer Kali¬ briermessung wesentlich vereinfacht.

In die Auswertungsgleichung (8) für die digitale Erfas-

εung deε Zeitabεtandeε T. zweier aufeinanderfolgender Zustände wenigstens eines Signals geht weder der Wert der Versorgungεεpannung U noch der Schwellenwert U _? des Komparators 5, noch der Kapazitätswert C deε Integra- tionskondenεators 23 ein. Eine Langzeitstabilität der vorstehend genannten Größen iεt daher nicht erforder¬ lich, wenn eine Zeitabstandsmeεεung oder eine Meßreihe von Zeitabεtandεmeεεungen mit der Schaltungsanordnung nach der Erfindung jeweils im Zusammenhang mit einer Kalibriermesεung durchgeführt wird. Es ist dann ledig¬ lich eine leicht zu erfüllende Kurzzeitstabilität der oben genannten Größen für jeweils einen Meßvorgang zu fordern. Auf teure Präzisionsbauelemente mit hoher Langzeitstabilität oder auf aufwendige Stabilisierungε- εchaltungen kann daher verzichtet werden. Da der Kapazi¬ tätswert C des Integrationskondenεators 23 nicht in die Gleichung (8) eingeht, spielen auch größere Abweichun¬ gen vom Nennkapazitätswert, beiεpielsweise durch Ferti- gungεtoleranzen, keine Rolle. Die einzigen in die Auεwertung eingehenden Geräteparameter εind die Wider¬ standswerte R, und R ₂ und die Periodendauer Tclk des Taktsignalε. Diese Werte sind sehr einfach zu ermitteln und haben eine gute Konstanz.

Zu diesen ganz wesentlichen Vorteilen der Schaltungs¬ anordnung nach der Erfindung kommt hinzu, daß die Kalibriermessung sehr einfach durchzuführen ist und, statt zusätzlichen Rechenaufwand zu erfordern, die rechnerische Auswertung zur Ermittlung eines Meßzeit- intervalls wesentlich vereinfacht.

Die Steuereinrichtung kann aus an εich bekannten elektroniεchen Bauteilen wie Flipflopε, digitale Gatter uεw. aufgebaut werden.

Die Gleichspannungsquelle ist vorzugsweise eine Versor-

gungsgleichεpannungsquelle für alle Komponenten der Schalteinrichtung, insbesondere eine 5-V-Gleichspan- nungsquelle. Durch die Verwendung nur einer Spannungs¬ quelle für alle Komponenten der Schaltungseinrichtung nach der Erfindung ist der Schaltungsaufwand für die Stromversorgung gering. Als erster und zweiter Schalter 15, 27 werden bevorzugt MOS-Feldeffekttransistoren mit kurzen Schaltzeiten verwendet. Der Komparator 5 sollte einen Eingangswiderstandswert haben, der wesentlich größer ist als die Widerεtandεwerte R_. , R„ des ersten und zweiten Widerstandes 13, 17, um die Belastung der Analogschaltung 3 durch den Komparator vernachlässigbar klein zu halten.

In einem bevorzugten Auεführungεbeiεpiel iεt die Kompa- ratorschwelle U ₂ auf einen Wert von näherungsweise 2/3 der Versorgungεεpannung U der Gleichεpannungεquelle eingeεtellt. Dadurch wird erreicht, daß die Integrati- onskondenεatorSpannung U während einer Messung nicht bis in den flachauslaufenden asymptotischen Bereich der exponentiellen Ladefunktion ansteigt. Für die Erfassung kleiner Zeitabstände sollte der Widerstand R- minde¬ stens um einen Faktor der Größenordnung 100 größer sein als der Widerstandswert R.. des ersten Widerstandes 13, so daß die Zeitkonstante 2 ^" ₂ der Ladungsänderungsschal¬ tung 3" ebenfalls groß gegenüber der Zeitkonstante T, der Ladeschaltung 3' ist.

Nachstehend wird eine Zeitintervallmeßeinrichtung 2 mit einer Schaltungsanordnung nach der Erfindung zu digita¬ len Erfasεung eineε Zeitabεtandes beschrieben.

Mit der Zeitintervallmeßeinrichtung 2 sollen beispiels¬ weise Zeitintervalle Tx zwischen positiven Flanken A, eines MeßSignals TCP mit mehreren aufeinanderfolgenden Pulsen P bestimmt werden (Fig. 4) . Die zu bestimmenden

Zeitintervalle T sind länger als die Periodendauer Tclk eines Referenztaktsignals Tref, so daß mehrere Taktpulse des Referenztaktsignals zeitlich in ein Zeitintervall T _^ fallen. Wie aus Fig. 4 zu ersehen ist, kann die Länge Tx des zu ermittelnden Zeitintervalls durch die Beziehung:

beschrieben werden. Darin bezeichnet Tm ein Zeitinter- vall, das sich auε einem ganzzahligen Vielfachen der Periodendauer Tclk deε Referenztaktεignalε Tref zusam¬ mensetzt, T-. das Fehlerzeitintervall am Anfang des Meßzeitintervalls T und T, das Fehlerzeitintervall am Anfang des mit der nächsten positiven Flanke des Meßsi¬ gnals TCP beginnenden Meßzeitintervalls. Das taktsynch¬ rone Zeitintervall Tm wird durch Auszählen der in das

Zeitintervall T fallenden Referenztaktperioden mit einer Zähleinrichtung 41 bestimmt, wogegen die Fehler- zeitintervalle T.., T ₁ mit der Schaltungsanordnung la erfaßt werden.

Die Zeitintervallmeßeinrichtung 2 umfaßt neben einer Schaltungsanordnung nach der Erfindung la eine Zählein¬ richtung 41 und eine Zählerfreigabeschaltung 43. Die Schaltungsanordnung la iεt im wesentlichen wie die Schaltungsanordnung 1 des vorher beschriebenen Ausfüh- rungsbeispiels aufgebaut. Bereits beschriebene Kompo¬ nenten sind mit dem Buchstaben a hinter der Bezugs¬ ziffer gekennzeichnet. Abweichungen vom vorhergehenden Ausführungεbeispiel werden nachstehend erläutert.

Die Zähleinrichtung 41 umfaßt einen Pulspauεenzähler 45 zur Zählung von Taktpulsen des Referenztaktsignals Tref während einer Pulspause zwischen den Pulsen P des Meßsignals TCP und einen Pulslängenzähler 47 zur

Zählung von Taktpulsen des Referenztaktsignals während der Dauer eines Pulseε P. Eine derartige Zähleinrich¬ tung 41 mit Pulεpauεen- und Pulεlängenzähler 45, 47 iεt dann von Vorteil, wenn sowohl Pulsdauern als auch Pulspausen länger sind, als die Periodentauer Tclk des Referenztaktsignals. Der Vorteil liegt darin, daß der Pulslängenzähler 47 bzw. der Pulspauεenzähler 45 ab¬ wechselnd von einer Auswerteeinrichtung (nicht gezeigt) ausgelesen werden können, während der jeweils andere Zähler 45, 47 Taktpulse zählt. An die Auswerteeinrich¬ tung brauchen dann keine sehr hohen Geschwindigkeitε- anforderungen bezüglich deε Auslesens der Zählergebnis¬ se der Zähler 45, 47 gestellt werden, um alle in ein Zeitintervall T^ fallende Zählereignisse bzw. Taktpulse des Referenztaktsignals Tref zu registrieren.

Das Meßsignal liegt an einem Eingang 49 der Steuerein¬ richtung 9a und an einem Eingang 50 der Zählerfreigabe¬ schaltung 43 an. Die Zählerfreigabeschaltung 43 steuert die Zählbereitschaft der Zähler 45, 47 in Abhängigkeit vom Auftreten von Pulsflanken des Meßεignalε TCP.

Daε periodiεche Referenztaktsignal Tref liegt an den Zähleingängen des Pulslängenzählers 47, des Pulspau- εenzählerε 45 und des Zählers 7a der Schalteinrichtung la an. Ferner ist das Referenztaktsignal Tref einem Eingang 55 der Steuereinrichtung 9a zugeführt. Ein Übernahmesignal des Pulslängenzählerε 47 iεt einem Kontrolleingang 57 der Steuereinrichtung 9a zugeführt.

Tritt eine poεitive Flanke A ₊ deε MeßSignals TCP auf, so wird der erste Schalter 15a der Schaltungsanordnung la durch die Steuereinrichtung 9a eingeschaltet und der zweite Schalter 27a ausgeschaltet. Damit beginnt die Ladephase, während der der Integrationskondensator 23a über den ersten Widerstand 13a und über zweiten Wider-

εtand 17a geladen wird. Mit Auftreten der poεitiven Flanke A des Meßsignals TCP sperrt die Zählerfrei¬ gabeschaltung 43 die Zählbereitschaft des Pulspauεen- zählerε 45 und schaltet die Zählbereitschaft des Puls¬ längenzählers 47 ein. Die Ladephase des Integrations- kondenεatorε 23a endet mit dem Auftreten einer erεten von dem Pulslängenzähler 47 gezählten negativen Flanke des Referenztaktsignals Tref und entspricht einem zu bestimmenden Fehlerzeitintervall T-. bzw. T, . Die Steuer¬ einrichtung 9a schaltet mit Beendigung der Ladephase T, den ersten Schalter 15a auε, εo daß der Integrationε- kondensator 23a während der Ladungsänderungsphase ΔT über den zweiten Widerstand 17αbis zu einem von dem Komparator 5a überwachten SpannungsSchwellenwert U ₂ weitergeladen wird. Die Steuereinrichtung 9a überwacht das Übernahmesignal vom Pulslängenzähler 47, um fest- zuεtellen, ob der Pulεlängenzähler 47 die erεte nega¬ tive Flanke deε periodiεchen Taktεignalε Tref nach Beginn des Meßzeitintervalls T ₁ tatsächlich gezählt hat, und beendet die Ladephase T, mit dem Auftreten einer negativen Flanke des Referenztaktsignals erst dann, wenn die Flanke von dem Zähler 47 registriert wurde. Während der Ladungsänderungsphase T zählt der Zähler 7a Taktpulse bzw. negative Flanken des periodi¬ schen Referenztaktεignals Tref.

Das Zuεammenwirken der Steuereinheit 9a mit dem Zähler 7a und dem Komparator 5a zur Beendigung der Ladungεän- derungεphase und zur Steuerung der Zählbereitschaft (Freigabe) des Zählers 7a ist bereitε in Zusammenhang mit dem vorher beschriebenen Ausführungsbeiεpiel der Erfindung erläutert worden.

Nach Ablauf der Ladungεänderungsphase befindet sich die Schaltungsanordnung la in ihrem Ausgangszustand und iεt

damit für die Erfassung eines nächsten Fehlerzeitinter¬ valls T.. bzw. T-. bereit. Die Zählbereitschaft (Freiga¬ be) des Pulslängenzählers 47 wird bei Auftreten einer negativen Flanke A_ des MeßSignals TCP ausgeschaltet und die des Pulspauεenzählerε 45 wird eingeschaltet. Die Zählergebnisεe der Zähler 7a, 45 und 47 werden jeweils nach dem Stillstand des entsprechenden Zählerε von der Auswerteeinrichtung ausgelesen und zwischenge¬ speichert. Die Auswerteeinrichtung berechnet auε den zwischengespeicherten Zählergebnissen einen digitalen Wert für daε zu beεtimmende Meßzeitintervall Tx.

In einer vorteilhaften Variante deε vorεtehend beschrie¬ benen Auεführungεbeispielε überwacht die Zählerfreigabe¬ schaltung (43) εowohl das Meßsignal TCP als auch das Referenzsignal Tref und schaltet die Zählbereitschaft des Pulslängenzählers 47 bzw. des Pulspauεenzählerε 45 erεt dann ein bzw. auε, wenn die erεte poεitive Flanke deε Referenzεignalε Tref auf die poεitive bzw. negative Flanke A deε Meßεignalε TCP folgt (Fig. 4a) . Die ein erεteε Zählereignis des Pulslängenzählerε auεlösende negative Flanke des Referenztaktsignals Tref, die gleichzeitig die Ladephase T. deε Integrationεkonden- sators 23a beendet, tritt dann frühestens nach Ablauf einer halben Taktperiode des Referenztaktsignals Tref nach Beginn des Meßzeitintervalls T auf. Der mit der Schaltungsanordnung la zu erfassende Zeitabstand T- bzw. T, kann dann minimal eine halbe und maximal drei halbe Periodendauern Tclk des Referenzεignals Tref lang sein. Das Problem, daß eine erste vom Pulslängenzähler 47 zu zählende Flanke des Referenztaktsignals Tref zu dicht auf die positive Flanke A des Meßsignalε TCP folgt, um vom Zähler 47 registriert zu werden, ist auf diese Weise beseitigt.

Nachstehend wird anhand von Beispielswerten für die Widerstände R, , R ₂ _für die Kapazität C des Integra- tionskondensatorε 23a, für die Periodendauer Tclk des Referenztaktsignals Tref und für die Komparatorschwelle U ein typiεcheε Zeitverhalten der Schaltungsanordnung la zu diskutiert.

Es sei:

U ₂ = 2/3 U , wobei U die Spannung der Gleichspannungεquelle bezeichnet.

Entεprechend der oben erwähnten Variante der Zeitinter¬ vall-Meßeinrichtung nach der Erfindung kann die Dauer eineε Fehlerzeitintervallε T. zwischen 100 ns und 300 ns liegen, wenn die Referenztaktperiodendauer Tclk = 200 ns zugrunde gelegt wird. Mit den obigen Werten für R_. , R ₂ und C ergibt sich für die Ladeschaltung 3a' die Zeitkonstante T.. = 813 ns. Während der Minimal¬ dauer des Zeitabstandeε T.. = 100 ns wird der Integra- tionεkondenεator 23a mit einer Ladezeitkonεtante 7.. = 813 ns auf die Spannung U , = 0,11 U geladen. Die Ladungsänderungsschaltung 3a" benötigt dann eine Zeit von ΔTma ^' x = 98 / S zum Weiterladen des Integ ^J rations¬ kondenεators 23a bis zum Erreichen der Komparator¬ schwelle 2/3 U . Während der Ladungsänderungsphase

ΔTmax = 98/ S summiert der Zähler 7a Xmax = 487 Zähl¬ ereignisse auf. Während der Maximaldauer des Zeitab¬ standes T- = 300 ns wird der Integrationskondenεator 23a mit der Kapazität 1 nF auf U __. = 0,3 U geladen.

Die Ladungεänderungsphase dauert dann ΔTmm. = 73 Us lang. Dem entspricht ein Zählerstand von 364 Zähler-

eignissen des Zählers 7a, bei einer Referenztaktperio¬ dendauer von 200 ns.

Die Auswertungsgleichung zur Berechnung von T geht auf Gleichung (9) zurück.

Ersetzt man in Gleichung (9) T., und T.. durch entspre¬ chende Ausdrücke der Gleichung (8) und ferner T durch Tclk (V+W) , so ergibt sich:

T = Tclk ^• (V+W) + R ₁ /(R ₁ + R ₂ ) ^• Tclk • (X ¹ - X) (10)

Darin bezeichnet T das zu bestimmende Meßzeitintervall zwischen aufeinanderfolgenden positiven Flanken des

Meßsignals,

V das Zählergebnis des Pulslängenzählers nach Ablauf der Pulsdauer,

W das Zählergebnis des Pauεenzählers nach Ablauf einer

Pulspause,

X das Zählergebnis des Zählers lo.nach Ablauf des

Fehlerzeitintervalls T.. ,

X' das Zählergebnis des Zählers 7αnach Ablauf des F Feehhlleerrzzeeiittiinntteerrvvaallllss TT ₁₁ uunndd TTcclk die Periodendauer deε periodischen Taktsignals Tref,

Gleichung (10) ist eine einfache Berechnungsvorschrift zur Bestimmung des Meßwertes T aus den Zählergebnissen des Pulslängenzählerε 47, deε Pulspausenzählers 45 und des Zählers 7αder Schaltungsanordnung la.

Da in die Gleichung (10) nur die Zählergebnisse der Zähler 7a, 45, 47, die bekannten Widerstandswerte R- bzw. R- und der bekannte Periodendauerwert Tclk des periodischen Taktsignals eingehen, erübrigt sich bei der Zeitintervallmessung aufeinanderfolgender Zeit¬ intervalle mit der Schaltungseinrichtung la nach der Erfindung sogar eine Kalibriermeεεung.

Auch bei diesem Anwendungsbeispiel einer Schaltungsan¬ ordnung nach der Erfindung sind keine hohen Anforde¬ rungen an die Kurzzeitstabilität der VersorgungsSpan¬ nung U oder der Komparatorschwelle U ₂ zu stellen.

Die rechte Seite der Gleichung (10) umfaßt den Summan¬ den Tclk. (V+W) , der als ganzzahliges Vielfaches der Referenztaktperiode Tclk abgemessen wird, und den Summanden R,/ (R, + R ₂ ) .Tclk (X'-X) , der die Erfasεung der Fehlerzeitintervalle T.. bzw. T., beεchreibt. Die Fehlerzeitintervalle können alε Vielfaches einer "vir¬ tuellen Taktperiode" Tclkvirtuell dargestellt werden, mit:

Tclkvirtuell = 1^/(1^ + R ₂ ) .Tclk (11)

Je nach den Widerstandswerten R, und R ₂ erεcheinen die Fehlerzeitintervalle T.. , T., in weεentlich kleinere Zeitquanten alε Tclk unterteilt, wie an nachεtehende Beispiel veranschaulicht wird:

Es sei:

Tclk = 200 ns, R, = 1 kOhm, R ₂ = 100 kOhm

Mit diesen Werten für die Taktperiodendauer Tclk und für die Widerstände R, , R ₂ werden die Fehlerzeitinter¬ valle mit einem Zeitraster von 200 nε/101 abgetastet, d.h., die virtuelle Taktperiodendauer beträgt bei diesem Beispiel etwa 2 ns bei einer realen Taktperio¬ dendauer von 200 ns.

Aus den vorstehenden Betrachtungen geht hervor, daß mit einer Schaltungsanordnung nach der Erfindung zur digitalen Erfasεung von Zeitabεtänden zweier aufeinan-

derfolgender Zuεtände wenigεtens eines Signals eine extrem hochauflösende digitale Zeitabstandmessung möglich ist, auch wenn das Referenztaktsignal Tref eine Periodendauer Tclk von lediglich 200 nε hat. Daε Refe¬ renztaktsignal Tref kann beispielsweise von einer Systemtaktquelle stammen, die auch eine Mikroprozessor¬ einheit der Auswerteeinrichtung taktet.

Eine Zeitintervallmeßeinrichtung mit einer Schaltein¬ richtung nach der Erfindung erfordert nur eine einzige Versorgungsgleichspannungsquelle und ebenfalls nur eine einzige Referenztaktquelle.

Die zur Erläuterung deε Arbeitsprinzips der Zeitinter¬ vallmeßeinrichtung 2 vorausgesetzte Form des Meßsignalε ist nicht zwingend. Auch bei diesem Ausführungsbeispiel der Erfindung können andere vorbestimme Signalzustände als die beschriebenen alε Begrenzungsmarken von Zeitab¬ ständen gewählt werden.

Nachstehend wird bezugnehmend auf die Fig. 5 ein wei¬ teres Auεführungsbeispiel der Erfindung beschrieben. Dieεes weitere Ausführungsbeispiel ist eine Schaltungs¬ anordnung zur digitalen Erfassung der Amplitude eines Signals und umfaßt einen analogen Schaltungsteil 3b, einen Komparator 5b, einen Zähler 7b, eine Steuerein¬ richtung 9b, ferner eine Zeitsteuerschaltung 57 und eine Abtast-Halteschaltung 59. Das wesentliche Prinzip des analogen Schaltungsteils 3b, des Komparators 5b, des Zählers 7b und der Steuereinrichtung 9b geht im wesentlichen aus der Beschreibung der vorhergehenden Ausführungεbeiεpiele hervor; Abweichungen dazu εind nachstehend beschrieben. Die bereits in den vorher¬ gehenden Auεführungεbeispielen beschriebenen Kompo¬ nenten, die mit gleicher oder ähnlicher Funktion auch in der Schaltungsanordnung lb zur digitalen Erfassung

der Amplitude eines Signalε verwendet werden, εind mit einem b hinter der entεprechenden Bezugεziffer gekenn¬ zeichnet.

Der analoge Schaltungεteil 3b iεt an eine die Ladungε- quelle für den Integrationεkondenεator 23b darεtellende Abtaεt-Halteschaltung 59 angeschlossen. Die Abtast-Hal¬ teschaltung 59 tastet das unbekannte Signal U , z.B. ein Spannungsεignal, ab und gibt eine einem jeweilε aktuellen Abtast- bzw. Haltewert proportionale Spannung U an die Analogschaltung 3b aus. Die Zeitsteuerschal¬ tung 57 wird mit dem Referenztaktsignal Tref getaktet und gibt ein Zeitsteuersignal mit in einem vorbestimm¬ ten Zeitabstand Tk aufeinanderfolgenden Signalflanken an die Steuereinrichtung 9b aus.

Bei Beginn des vorbestimmten Zeitabstandes Tk, zum Beispiel bei Auftreten einer positiven Flanke des Zeitsteuersignals, schaltet die Steuereinrichtung 9b den ersten Schalter 15b ein und den zweiten Schalter 27b aus und startet damit die Ladephase des Integra¬ tionskondensators 23b. Der Integrationskondensator 23b wird während der Ladephase über den ersten und zweiten Widerstand 13b, 17b auf eine Spannung U - geladen, die den an der Analogschaltung anliegenden Abtast-Haltewert der Abtast-Halteschaltung repräsentiert. Bei Beendigung des vorbestimmten Zeitabstandeε Tk, z.B. bei Auftreten einer negativen Flanke deε Zeitεteuerεignalε, εchaltet die Steuereinrichtung den ersten Schalter 15b aus und die Zählbereitschaft deε Zählers 7b zur Zählung perio¬ discher Referenztaktpulse ein, womit die Ladungsände- rungεphaεe zur Änderung der Spannung am Integrationε- kondensator 23b bis zum Erreichen eines vorbestimmten, durch den Komparator 5b überwachten Schwellenwerteε U „ c2 beginnt. Der Komparator 5b ändert bei Erreichen der

Spannung U -, am Integrationskondensator 23b sein Aus- gangssignal, woraufhin die Steuereinrichtung 9b den zweiten Schalter 27b einschaltet und die Zählbereit¬ schaft des Zählers 7b ausschaltet. Über ein Bereit¬ schaftssignal teilt die Steuereinrichtung 9b der Ab¬ tast-Halteschaltung 59 die Bereitschaft zu einem neuen Meßzyklus mit, so daß die Abtast-Halteschaltung 59 einen neuen Abtastwert U für einen nächsten Meßzyklus ausgibt.

Nach dem Meßzyklus liest eine Auswerteeinrichtung (nicht gezeigt) das Zählergebnis des Zählers 7b auε, um damit einen digitalen Meßwert für die zu erfassende Si¬ gnalspannung U bzw. U zu berechnen.

Eine Auεgangsgleichung für die Berechnung eines Wertes U läßt sich aus Gleichung (5) ableiten, indem die Gleichung (5) nach U aufgelöst und U durch U und T.. durch Tk ersetzt wird.

Durch das vorstehend beschriebene Ausführungsbeispiel der Erfindung wird ein neuer Weg der Analog-Digital- Wandlung aufgezeigt. Auch dieses Ausführungεbeiεpiel iεt wenig εtöranfällig und läßt sich mit geringem Schaltungsaufwand preiswert realisieren.

Die Erfindung ist nicht auf die beschriebenen Ausfüh¬ rungsbeispiele beschränkt sondern umfaßt auch Abwand¬ lungen mit geänderten oder zusätzlichen technischen Details, wenn der Erfindungsgedanke dadurch nicht verlassen wird. So kann beispielsweise die Steuerein¬ richtung mit Laυfzeitausgleichschaltungen versehen sein, die unterschiedliche Signallaufzeiten und Schalt¬ zeiten bzw. Vorbereitungszeiten von Bauelementen berück¬ sichtigen. Darüberhinaus kann die Steuereinrichtung,

insbesondere Kontrollschaltungen umfassen, die dafür sorgen, daß ein neuer Meßzykluε erst dann beginnen kann, wenn der vorherige Meßzyklus abgeschlossen ist. Die Dimensionierung des ersten und zweiten Widerstandes, des Integrationskondensators, und der Periodendauer Tclk des Referenztaktsignals hängt im wesentlichen von der gewünschten digitalen Auflösung einer zu erfassenden analogen Information und von der tolerierten Maximaldauer eines Meßzyklus ab.

Die Analogschaltung 3, 3a, 3b zur Realisierung der Ladeschaltung und der Ladungsänderungsεchaltung kann durch äquivalente Schaltungen ersetzt werden, zum Beispiel durch eine von einer Konstantεtromquelle gespeiste Parallelschaltung aus einem Integrations¬ kondensator, einem ersten und einem zweiten Widerεtand mit einem ersten Schalter in Reihe zum ersten Wider¬ stand und einen zweiten Schalter in Reihe zum zweiten Widerstand.