Aus der DE 199 26 198 A1 ist die Anwendung von selbstgeführten Spannungs- zwischenkreisumrichtern (pulsweitenmodulierte Wechselrichter mit Spannungs- zwischenkreis), bestehend aus jeweils einem oder mehreren Gleichrichtern und einem oder mehreren Wechselrichtern, für die Stromversorgung von Induktionsöfen und Induktoren zum induktiven Schmelzen und induktiven Erwärmen bekannt. Für die Wechselrichter wird eine Schaltfrequenz verwendet, die größer ist als die Grund- frequenz des jeweiligen Ausgangsstromes. Die Verbindung der Wechselrichter mit dem parallel kompensierten Lastkreis erfolgt über eine Koppeldrossel.

Aus der WO 02/49197 A2 sind ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Speisung einer induktiven Last in Form eines Induktors oder Induktionsofens mit einem hohen Frequenz-Leistungsprodukt bekannt. Dies wird mit parallelgeschalteten weichschalten- den Wechselrichtern beliebiger Anzahl erreicht, die von zumindest einem Gleichrichter gespeist werden, wobei jedem Wechselrichter zumindest ein Kondensator parallel vorgeschaltet wird, der an zumindest einem Spannungszwischenkreis angeschlossen wird. Die Ausgänge der Wechselrichter werden an zumindest einen L1C1L2R-Parallel- schwingkreis, der aus der ohmsch-induktiven Last L2R, einem Resonanzkondensator Ci und der Gesamtinduktivität Li der Resonanzdrosseln besteht, angekoppelt. Die Wechselrichter werden synchron geschaltet und mit der Resonanzfrequenz fo des L1C1L2R-Parallelschwingkreises bzw. geringfügig oberhalb oder unterhalb der Resonanzfrequenz fi mit der Schaltfrequenz f, angesteuert.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein vereinfachtes Verfahren zur Speisung eines Induktionsofens oder Induktors der eingangs genannten Art anzugeben, mit welchem eine Regelung der Lastspannung und der Lastleistung realisiert wird.

Diese Aufgabe wird in Verbindung mit den Merkmalen des Oberbegriffes erfindungs- gemäß durch die im Kennzeichen des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Die mit der Erfindung erzielbaren Vorteile bestehen insbesondere darin, dass die Betriebsfrequenz des Induktionsofens oder Induktors stets exakt gleich der Resonanz- frequenz des Parallelschwingkreises ist, d. h. bei Änderungen von Schwingkreispara- metern während des Betriebes passt sich die Betriebsfrequenz selbsttätig der sich verändernden Resonanzfrequenz an.

Weitere Vorteile sind aus der nachstehenden Beschreibung ersichtlich.

Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele erläutert. Es zeigen : Fig. 1 eine Basis-Ausführungsform der Schaltung zur Versorgung eines Induktionsofens oder Induktors, Fig. 2 beispielhafte zeitliche Verläufe interessierender Größen (Strom, Spannungen) zur Schaltung gemäß Fig. 1, Fig. 3 eine optional Ausführungsform zur Schaltung gemäß Fig. 1, Fig. 4 eine Basis-Ausführungsform bezüglich des Parallelschwingkreises, Fig. 5 eine vereinfachte Ausführungsform des Parallelschwingkreises, Fig. 6 eine Basis-Ausführungsform bezüglich der Koppeldrosseln, Fig. 7,8, 9 optional Ausführungsformen bezüglich der Koppeldrosseln, Fig. 10 eine Basis-Ausführungsform bezüglich der Regelung, Fig. 11 eine erweiterte Ausführungsform bezüglich der Regelung, Fig. 12 unterschiedliche zeitliche Verläufe interessierender Größen (Strom, Spannungen) in Abhängigkeit von der Ansteuerung der Halbleiterschalter.

In Fig. 1 ist eine Basis-Ausführungsform der Schaltung zur Versorgung eines Induk- tionsofens oder Induktors dargestellt. Es ist ein Netztransformator 22 zu erkennen, der primärseitig mit einem Drehstromnetz und sekundärseitig mit drei parallel angeordneten Gleichrichtern 1A, 1 B, 1 C verbunden ist. Jeder Gleichrichter 1A bzw. 1 B bzw. 1 C ist gleichstromseitig mit einem Zwischenkreiskondensator 21A bzw. 21 B bzw. 21 C (Spannungszwischenkreise) und einem Wechselrichter 2A bzw. 2B bzw. 2C beschaltet.

Die Kapazität der Zwischenkreiskondensatoren 21A bzw. 21 B bzw. 21 C beträgt jeweils CDCL. Die Wechselrichter 2A bzw. 2B bzw. 2C weisen vorzugsweise IGBTs (oder andere abschaltbare Leistungshalbleiterschalter) als Halbleiterschalter auf. Die Wechselrichter 2A bzw. 2B bzw. 2C sind wechselstromseitig über Koppeldrosseln 14A bzw. 14B bzw. 14C parallelgeschaltet. Die Induktivität einer Koppeldrossel 14A bzw.

14B bzw. 14C beträgt jeweils Lc. Die Wechselrichter-Ausgangsströme der Wechsel- richter 2A bzw. 2B bzw. 2C betragen IA bzw. IB bzw. Ic. Der Gesamt-Wechselrichter- Ausgangsstrom ly beträgt IE= IA+ IB+ IC und ist gleichzeitig Schwingkreis-Eingangsstrom eines an die Wechselrichter 2A, 2B, 2C angeschlossenen Parallelschwingkreises 15, welcher aus einem Resonanzkon- densator 18, einer hierzu in Serie liegenden ohmsch-induktiven Last 16 und einem parallel zur Serienschaltung 18/16 angeordneten Resonanzkondensator 17 gebildet ist.

Die Wechselrichter-Ausgangsströme IA, IB, Ic haben einander ähnliche Verläufe und einander ähnliche bzw. gleiche Amplituden. Die ohmsch-induktive Last 16 wird durch die Ofenspule eines Induktionsofens oder die Spule eines Induktors gebildet und weist einen induktiven Anteil 19 sowie einen ohmschen Anteil 20 auf. Wichtige Größen des Parallelschwingkreises 15 sind : Ci Kapazität des Resonanzkondensators 17 C2 Kapazität des Resonanzkondensators 18 L, Induktivität der ohmsch-induktiven Last 16 Ri Ohmscher Widerstand der ohmsch-induktiven Last 16 Von großer Wichtigkeit bei der vorstehend beschriebenen Schaltungsanordnung ist, dass die Koppeldrosseln 14A, 14B, 14C das di/dt (Änderungsgeschwindigkeit nach der Zeit) der Wechselrichter-Ausgangsströme IA, IB, Ic begrenzen und nicht als Komponen- ten des Parallelschwingkreises 15 selbst wirksam sind. Die Wechselrichter-Ausgangs- ströme IA, IB, Ic sind diskontinuierlich und nicht sinusförmig. Der Stromverlauf des Schwingkreis-Eingangsstromes ly ist diskontinuierlich und nicht sinusförmig. In den Zeitabschnitten, in denen lz 0, findet ein Energieaustausch zwischen dem Parallel- schwingkreis 15 einerseits und den Wechselrichtern 2A, 2B, 2C andererseits statt. Die Resonanzfrequenz fo des Parallelschwingkreises 15 hängt lediglich von den Parametern des Parallelschwingkreises ab und kann wie folgt hergeleitet werden : wobei in der Ausführungsform gemäß Fig. 1 mit zwei Resonanzkondensatoren 17,18 für die im Parallelschwingkreis 15 wirksame Kapazität gilt : C = C1C2/ (C1 + C2) Die Betriebsfrequenz der ohmsch-induktiven Last bzw. des Induktionsofens oder des Induktors entspricht der Resonanzfrequenz fo.

Lediglich am Rande ist festzuhalten, dass die Schaltung prinzipiell auch für eine vereinfachte Ausführungsform, bestehend aus einem Gleichrichter, einem Zwischen- kreis mit Zwischenkreiskondensator und einem Wechselrichter geeignet ist.

In Fig. 2 sind beispielhafte zeitliche Verläufe interessierender Größen (Strom, Spannungen) zur Schaltung gemäß Fig. 1 dargestellt, wobei ls durchgezogener Linienzug = Schwingkreis-Eingangsstrom INVERTER strichpunktierter Linienzug = Wechselrichter-Ausgangsspannung an 2A, 2B, 2C Uci gestrichelter Linienzug = Resonanzkondensatorspannung an 17 URL gepunkteter Linienzug = Lastspannung an 16 In Fig. 3 ist eine optionale Ausführungsform zur Schaltung gemäß Fig. 1dargestellt. An der Sekundärseite des Netztransformators 22 ist lediglich ein Gleichrichter 1 ange- schlossen, welcher gleichstromseitig mit den Zwischenkreiskondensatoren 21A bzw.

21 B bzw. 21 C und den Wechselrichtern 2A bzw. 2B bzw. 2C beschaltet ist. Die übrige Schaltungsanordnung ist wie unter Fig. 1 beschrieben.

In Fig. 4 ist eine Basis-Ausführungsform bezüglich des Parallelschwingkreises darge- stellt. Es ist der auch in den Fig. 1 und 3 dargestellte Parallelschwingkreis 15 mit zwei Resonanzkondensatoren 17,18 und der Last 16 zu erkennen.

In Fig. 5 ist eine vereinfachte Ausführungsform des Parallelschwingkreises dargestellt.

Im Unterschied zur Ausführungsform gemäß Fig. 4 entfällt der Resonanzkondensator 18, d. h. die Kapazität Ci des Resonanzkondensator 17 entspricht der im Parallel- schwingkreis wirksamen Kapazität C. Für die Resonanzfrequenz fo des Parallelschwing- kreises ergibt sich somit : In Fig. 6 ist eine Basis-Ausführungsform bezüglich der Koppeldrosseln dargestellt. Es sind die miteinander gekoppelten, in beiden wechselstromseitigen Anschlussleitungen des Wechselrichters 2A angeordneten Koppeldrosseln 14A zu erkennen, vorzugsweise magnetisch miteinander gekoppelte Luftdrosseln. Für die weiteren Wechselrichter 2B, 2C gelten die gleichen Maßnahmen.

In den Fig. 7,8, 9 sind optional Ausführungsformen bezüglich der Koppeldrosseln dargestellt. Bei der Ausführungsform gemäß Fig. 7 ist nur in der ersten wechselstrom- seitigen Anschlussleitung des Wechselrichters 2A eine Koppeldrossel 14A'angeordnet.

Bei der Ausführungsform gemäß Fig. 8 ist nur in der zweiten wechselstromseitigen Anschlussleitung des Wechselrichters 2A eine Koppeldrossel 14A'angeordnet. Bei der Ausführungsform gemäß Fig. 9 sind miteinander nicht gekoppelte, in beiden wechsel- stromseitigen Anschlussleitungen des Wechselrichters 2A angeordnete Koppeldrosseln 14A''und 14A''vorgesehen. Für die weiteren Wechselrichter 2B, 2C gelten jeweils die gleichen Maßnahmen.

In Fig. 10 ist eine Basis-Ausführungsform bezüglich der Regelung dargestellt. Die Hauptaufgabe der Regelung besteht darin, die Lastleistung pl und die Lastspannung URL zu regeln und zu stabilisieren. Dies erfolgt durch Regelung eines Modulations- faktors m (0 < m < 1), welcher dem Eingang eines synchronisierten Pulsweitenmodula- tors 7 zugeleitet wird. Dieser Pulsweitenmodulator 7 bildet aus dem Modulationsfaktor m die entsprechenden Leitdauern tm (Einschaltzeiten) der Halbleiterschalter der Wechselrichter 2A, 2B, 2C. Halbleiterschalter-Treiber 8 bewirken die Umsetzung der ermittelten Leitdauern tm in die entsprechenden konkreten Signale zur Ansteuerung (Einschalten, Ausschalten) der Halbleiterschalter.

Ein Spannungsmessglied 12 ermittelt den Zeitverlauf der Lastspannung URL, woraus eine Messgröße ulo'entsprechend der Lastspannung gebildet und einem Leistungs- berechner 10, einem Spannungsberechner 11 zur Ermittlung des Spannungs-Effek- tivwertes oder Spannungs-Scheitelwertes sowie dem synchronisierten Pulsweitenmodu- lator 7 zugeführt wird. Des weiteren wird mit Hilfe eines Strommessgliedes ein Mess- wert lE'entsprechend dem Schwingkreis-Eingangsstrom lz gebildet und dem Leistungs- berechner 10 zugeführt.

Eine erste Vergleichsstelle bildet die Differenz zwischen einem Lastspannungs-Sollwert ul* und der am Ausgang des Spannungsberechners 11 zur Verfügung stehenden berechneten Lastspannung u, und führt die ermittelte Differenz einem Spannungsregler (vorzugsweise PI-Regler) 3 zu. Der Spannungsregler 3 bildet hieraus einen Modula- tionsfaktor-Sollwert mu'und führt diesen einer Analog-Torschaltung 5 zu.

Eine zweite Vergleichsstelle bildet die Differenz zwischen einem Lastleistungs-Sollwert pi* und der am Ausgang des Leistungsberechners 10 zur Verfügung stehenden berech- neten Lastleistung pl und führt die ermittelte Differenz einem Leistungssregler (vorzugs- weise PI-Regler) 4 zu. Der Leistungsregler 4 bildet hieraus einen Modulationsfaktor- Sollwert mp* und führt diesen ebenfalls der Analog-Torschaltung 5 zu, welche aus den eingangsseitig zugeführten Modulationsfaktoren mu* und mp* den Modulationsfaktor m bildet, welcher sicherstellt, dass die Lastleistung pl und die Lastspannung URL im gewünschten Maße geregelt und stabilisiert werden. Die aus den Komponenten Span- nungsregler 3, Leistungsregler 4 und Analog-Torschaltung 5 bestehende Konfiguration wird als Parallel-Regler-Struktur 6 bezeichnet.

Der vorstehend bereits erwähnte Pulsweitenmodulator 7 stellt sicher, dass der Beginn einer jeden Leitdauer tm mit der Lastspannung bzw. ihrer Messgröße ulO'strikt synchro- nisiert ist, d. h. das Einschalten der Halbleiterschalter erfolgt stets synchronisiert mit dem Nulldurchgang der Lastspannung. Eine synchronisierte Betriebsweise des Systems ist somit selbst dann sichergestellt, wenn sich die Resonanzfrequenz fo beispielsweise infolge Änderung der Schwingkreisparameter ändert.

In Fig. 11 ist eine erweiterte Ausführungsform bezüglich der Regelung dargestellt. Im Unterschied zur Basis-Ausführungsform gemäß Fig. 10 weist der synchronisierte Pulsweitenmodulator 7 einen Eingang zur Vorgabe eines maximalen Modulationsfaktor- Grenzwertes mlir, auf, welcher von einem Strombegrenzer 9 vorgegeben wird. Der Strombegrenzer 9 bildet diesen Modulationsfaktor-Grenzwertes mijm in Abhängigkeit des ihm eingangsseitig zugeführten Messwertes Is'entsprechend dem Schwingkreis- Eingangsstrom is. Durch diese zusätzliche Maßnahme wird sichergestellt, dass die Halbleiterschalter nicht mit einem zu hohen Strom belastet werden, d. h. die Leitdauern tm der Halbleiterschalter werden derart vorgegeben, dass unter allen Betriebsbedin- gungen ein sicherer und optimaler Betrieb des Induktionsofens bzw. des Induktors garantiert ist.

In Fig. 12 sind unterschiedliche zeitliche Verläufe interessierender Größen (Strom, Spannungen) für zwei unterschiedliche Betriebspunkte und damit in Abhängigkeit von der Ansteuerung der Halbleiterschalter dargestellt. Im oberen Diagramm der Fig. 12 ist die eingestellte Leitdauer tm relativ kurz in Bezug zur Schwingungsperiode To. Es sind die Zeitverläufe der Lastspannung URL als gepunkteter Linienzug, der Wechselrichter- Ausgangsspannung UINVERTER als strichpunktierter Linienzug, der Resonanzkonden- satorspannung Uci als gestrichelter Linienzug und des Schwingkreis-Eingangsstromes lz als durchgezogener Linienzug gezeigt. Im unteren Diagramm der Fig. 12 ist die eingestellte Leitdauer tm relativ lang in Bezug zur Schwingungsperiode To. Es sind wiederum die Zeitverläufe von URL, INVERTER, UC1 und ly zu erkennen.

Aus den Zeitverläufen gemäß Fig. 12 sowie den vorstehenden Ausführungen geht hervor, dass hinsichtlich der Betriebsweise eine strikte Synchronisation mit der Resonanzfrequenz fo erfolgt, d. h. bei den Einschaltvorgängen sind die Werte von Lastspannung, Wechselrichter-Ausgangsspannung, Resonanzkondensatorspannung und Schwingkreis-Eingangsstrom stets Null. Dabei werden alle Halbleiterventile einer Diagonalen aller Wechselrichter gleichzeitig beim Nulldurchgang der Lastspannung eingeschaltet. Der Zeitpunkt des Ausschaltens der stromführenden Halbleiterschalter wird von der Regelung durch Vorgabe von tm bestimmt. Bei den Ausschaltvorgängen der Halbleiterschalter treten am Schalter gleichzeitig Strom und Spannung auf, d. h. es handelt sich um sogenanntes hartes Schalten.

Bezugszeichenliste : 1, 1A, 1B, 1C Gleichrichter 2A, 2B, 2C Wechselrichter 3 Spannungsregler (PI-Regler) 4 Leistungsregler (PI-Regler) 5 Analog-Torschaltung 6 Parallel-Regler-Struktur 7 Synchronisierter Pulsweitenmodulator 8 Halbleiterschalter-Treiber (z. B. für IGBT) 9 Strombegrenzer 10 Leistungsberechner 11 Spannungsberechner (Effektivwert oder Scheitelwert) 12 Spannungsmessglied 13 14A, 14B, 14C Koppeldrosseln mit Induktivität Lc 15 Parallelschwingkreis 16 ohmsch-induktive Last 17 Resonanzkondensator mit Kapazität Ci 18 Resonanzkondensator mit Kapazität C2 19 Induktiver Anteil der Last mit Induktivität L 20 Ohmscher Anteil der Last mit ohmschem Widerstand R, 21A, 21 B, 21 C Zwischenkreiskondensator mit Kapazität CDCL 22 Netztransformator C im Schwingkreis wirksame Kapazität Ci Kapazität von 17 C2 Kapazität von 18 CDCL Kapazität des Zwischenkreiskondensators fo Resonanzfrequenz IA, IB, IC Wechselrichter-Ausgangsstrom im Gesamt-Wechselrichter-Ausgangsstrom = Schwingkreis-Eingangsstrom Messwert entsprechend Schwingkreis Lc Induktivität der Koppeldrossel L1 Induktivität der Last m Modulationsfaktor, 0 < m < 1, vorgegeben von 5 und 6 nilim max. Modulationsfaktor-Grenzwert, vorgegeben von 9 mp* Modulationsfaktor-Sollwert, vorgegeben von 4 mu* Modulationsfaktor-Sollwert, vorgegeben von 3 pl Lastleistung-Sollwert pl berechnete Lastleistung R1 Ohmscher Widerstand der Last To Schwingungsperiode tm Leitdauer der Halbleiterschalter ul* Lastspannungs-Sollwert Ulo Messgrö#e entsprechend Lastspannung ul berechnete Lastspannung (Effektiv-oder Scheitelwert) INVERTER Wechselrichter-Ausgangsspannung Uci Resonanzkondensatorspannung URL Lastspannung