Ne zgleichrichterschal ung

Die Erfindung bezieht sich auf eine Netzgleichrichterschal¬ tung für Stromversorgungsgeräte, insbesondere für Schalt¬ netzteile, mit einem an der Netzspannung liegenden Vollweg¬ gleichrichter, dem ein Ladekondensator nachgeschaltet ist.

Derartige Stromversorgungsgeräte, insbesondere Schaltnetz¬ teile zum Anschluß an ein Wechselstromnetz, weisen im ein¬ fachsten Fall einen Gleichrichter auf, dem ein Elektrolyt¬ kondensator nachgeschaltet ist. Der Ladestromverlauf des Kon¬ densators führt zu starken Oberwellen im Netz und belastet dieses durch eine hohe Scheinleistung. Die Massenverwendung von Stromversorgungsgeräten innerhalb der letzten 20 Jahre hat aus diesen Gründen bereits zu ernsthaften Problemen in den Versorgungsnetzen geführt.

Eine kurze Darstellung dieser Problematik und verschiedene

Lösungsansätze, die zu einer ausgewogenen Netzbelastung füh¬ ren sollen, sind in dem Artikel "Comparison of Standards and Power Supply Design Options for Limiting Harmonie Distortion in Power Systems", von Key und Lai, in "IEEE Transactions on Industrie Applications" Vol.20, No.4, July/August 1993, p.68& bis 695 zu finden. Einige der dort aufgezeigten und in der Praxis auch angewandten Schaltungen besitzen einen sogenann¬ ten "Boost-Converter" . Mittels einer aufwendigen Streuerung l ßt sich mit diesem sogar ein praktisch sinusförmiger Ver- lauf des Eingangsstromes erzielen. Wie in dem Artikel bemerkt wird, stehen einer breiten Markteinführung jedoch die höheren Kosten und die geringere Zuverlässigkeit entgegen, die durch zusätzliche Bauteile bedingt ist.

Aufgabe der Erfindung ist die Schaffung einer einfachen und kostengünstigen Lösung, welche zu einer merklichen Verringe¬ rung des Oberwellenanteils und zu einer Verbesserung des Leistungsfaktors führt.

Diese Aufgabe wird mit einer Schaltung der eingangs genannten Art gelöst, bei welcher erfindungsgemäß die Last an dem Aus¬ gang des Vollweggleichrichters liegt und der Ladekondensator mit der Last über eine Diode verbunden ist, welcher ein ge- steuerter Schalter parallelgeschaltet ist, wobei der Schalter über eine Ansteuerschaltung so gesteuert ist, daß er in einem Zeitbereich um die Nulldurchgänge der gleichgerichteten Halb¬ wellen im Takt der doppelten Netzfrequenz periodisch schließt.

Während bei einer reinen Gleichrichterschaltung mit Ladekon¬ densator - im üblichen Lastfall immer nur im Bereich der Scheitelwerte der gleichgerichteten Halbwellen-Stromspitzen auftreten, wird dank der Erfindung ein Teil des Ladestromes mit einfachen Mitteln vor die und nach den Spitzen des Stro¬ mes bei der üblichen Gleichrichterschaltung verlagert. Hier¬ bei bleibt der Aufwand für zusätzliche Bauteile sehr gering. Es kommt zu einer Verminderung des Oberwellenanteils des Ein¬ gangsstromes und zu einer Verbesserung des Wirkungsgrades und des Leistungsfaktors.

Vorteilhaft ist es, wenn zwischen dem Vollweggleichπchter und der Last eine Serieninduktivität und parallel zur Last ein Parallelkondensator liegen, wobei die Dimensionierung in Einklang mit der Taktfrequenz des Schaltnetzteiles erfolgt.

Die Parallelschaltung gesteuerter Schalter-Diode ist vorteil- hafterweise durch einen FET-Transistor gebildet.

Die Aufgabe wird auch mit einer Netzgleichrichterschaltung für Stromversorgungsgeräte, insbesondere für Schaltnetzteile gelöst, mit einem an der Netzspannung liegenden Vollweg¬ gleichrichter, dem ein Ladekondensator nachgeschaltet, ist sowie mit zumindest einem gesteuerten Schalter zur getakteten zusätzlichen Energieübergabe an die Last, bei welcher erfin¬ dungsgemäß die Last an dem Ausgang des Vollweggleichrichters liegt und der Ladekondensator mit der Last über einen ersten gesteuerten Schalter verbunden ist, welcher über eine erste Ansteuerschaltung so gesteuert ist, daß er in einem Zeitbe¬ reich um die Nulldurchgänge der gleichgerichteten Halbwellen im Takt der doppelten Netzfrequenz periodisch schließt und daß ein Hilfsgleichrichter über die Serienschaltung einer Boost-Induktivität und einer in Durchlaßrichtung angeordneten Diode mit dem Ladekondensator verbunden ist, wobei der Ver¬ bindungspunkt der Boost-Induktivität mit der Diode über einen zweiten gesteuerten Schalter mit Masse verbunden ist, und der zweite Schalter über eine zweite Ansteuerschaltung so ge¬ steuert ist, daß der Ladekondensator in Zeitbereichen um die Nulldurchgänge der gleichgerichteten Halbwellen bei einer

Taktfrequenz geladen wird, die erheblich höher als die Netz¬ frequenz ist, wobei die Ladespannung höher als der Scheitel- wert der Netzspannung gewählt wird. Dank der Verwendung der zusätzlichen Boost-Schaltung ergibt sich eine weitere Verbes- serung des Eingangsstromverlaufes im Sinne eines geringeren Oberwellenanteils.

Zweckmäßig ist es, wenn dem Hilfsgleichrichter ein Hilfskon- densator unmittelbar nachgeschaltet ist. Die Taktfrequenz des zweiten gesteuerten Schalters kann im kHz-Bereich liegen und der Hilfsgleichrichter ist mit Vorteil von zwei bezüglich des Vollweggleichrichters als Halbbrücke geschalteten Dioden ge¬ bildet.

Die Erfindung samt anderen Vorteilen ist im folgenden anhand von zwei Ausführungsbeispielen näher erläutert, die in der Zeichnung veranschaulicht sind. In dieser zeigen

Fig. 1 eine erste Ausführungsform der Erfindung in einem schematischen Schaltbild, Fig. 2 in zwei Diagrammen den zeitlichen Verlauf der Aus¬ gangsspannung bzw. des Eingangsstromes bei der Aus¬ führung nach Fig. 1, Fig. 3 eine zweite Ausführungsform der Erfindung in einem schematischen Schaltbild und Fig. 4 in drei Diagrammen den zeitlichen Verlauf der Aus¬ gangsspannung bzw. des Ausgangsstromes in zwei Last- fallen bei der Ausführung nach Fig. 3.

Fig. 1 zeigt eine Netzgleichrichterschaltung für ein Schalt¬ netzteil SNT, welcher hier nur angedeutet ist und im folgen¬ den auch als "Last" bezeichnet wird. An der Netzspannung UE liegt ein Vollweggleichrichter D1..D4, bestehend aus vier in Graetz-Schaltung angeordneten Dioden Dl, D2, D3, D4. Der Aus¬ gang der Gleichrichterschaltung liegt an der Last SNT und zwar vorzugsweise und wie in Fig. 1 dargestellt über ein LC- Filter, bestehend aus einer Serieninduktivität LS und einem Parallelkondensator CL, der im allgemeinen als Elektrolytkon- densator ausgebildet ist. Der Diode DA ist ein gesteuerter Schalter ST parallelgeschaltet . Der Schalter ST, ein Halb¬ leiterschalter, wird von einer Ansteuerschaltung AT ge¬ steuert, deren Netzsynchronisation durch eine strichlierte Leitung "εync" angedeutet ist. Die Parallelschaltung des Schalters ST und der Diode DA kann z.B. durch einen FET-Tran- sistor realisiert werden.

Bei ständig geschlossenem Schalter T entspräche die Schaltung einer konventionellen Gleichrichterschaltung, deren Ausgangs¬ spannung im wesentlichen aus aufeinanderfolgenden Halbwellen bestünde, wie in Fig. 2a - zum Teil strichliert - angedeutet. Für den Eingangsstrom IE ergeben sich in diesem Fall - ab¬ hängig von der Last - relativ kurze und hohe Spitzen, die auf den Ladestrom des Ladekondensators CL zurückzuführen sind.

Demgegenüber wird bei der erfindungsgemäßen Schaltung der La- dekondensator CL über die Diode DA geladen und über eine ge¬ wählte Teilzeit der Halbperiode um die Nulldurchgänge der gleichgerichteten Halbwellen an die Last SNT entladen, so daß der Schalter ST im Takt der doppelten Netzfrequenz periodisch schließt bzw. öffnet, z.B. +/- 45° um den Spannungsnulldurch- gang. Dies führt zu einem Eingangsstrom IE wie in Fig. 3b dargestellt, d.h. ein Teil des Stromflusses tritt nun zusätz¬ lich vor und nach den Spitzen der gewöhnlichen Gleichrichter¬ schaltung auf. Der entsprechende Verlauf der Ausgangsspannung ist in Fig. 2a dargestellt, wobei nochmals anzumerken ist, daß Strom- und Spannungsverlauf stark von der Belastung des

Schaltnetzteils SNT abhängen und hier lediglich für einen be¬ stimmten Lastfall dargestellt sind.

Wenngleich der Stromverlauf nach Fig. 2b nicht optimal er- scheint, bringt er doch - verglichen mit der üblichen Graetz- Gleichrichtung - eine drastische Verringerung des Oberwellen¬ gehaltes mit sich, was sich günstig auf die Belastung des Netzes auswirkt. Die Verwendung des LC-Filters LS/CP ist zwar nicht unbedingt notwendig, bringt jedoch eine weitere Verbes- serung der Kurvenform des Stromes und verhindert bei korrek¬ ter Dimensionierung den Übergang von höherfrequenten Stö¬ rungen aus dem Schaltnetzteil SNT in das Netz.

Falls man etwas mehr Aufwand in Kauf nimmt, um eine weitere Verbesserung der Netzbelastung zu erzielen, kann man die Schaltung nach Fig. 3 verwenden, die zusätzlich einen Boost- Converter mit eigenem Gleichrichter besitzt.

Die Last bzw. das Schaltnetzteil SNT liegt direkt, gegebenen¬ falls auch über ein Filter oder Filterglied an dem Ausgang des Vollweggleichrichters D1..D4. Es ist weiters ein Hilfs¬ gleichrichter, bestehend aus zwei zusätzlichen Dioden Dl ¹ , D2 'und den Dioden D3, D4 vorgesehen. Der Ausgang dieses Hilfsgleichrichters liegt über die Serienschaltung einer Boost-Induktivität LB und einer in Durchlaßrichtung angeord¬ neten Diode DS an dem Ladekondenεator CL. Dem Hilfsgleich¬ richter Dl ' , D2 ' unmittelbar nachgeschaltet ist noch ein Hilfskondensator CH.

Der Ladekondenεator CL ist mit der Last SNT über einen erεten gesteuerten Schalter ST verbunden, der über eine erste An¬ steuerschaltung AT so gesteuert iεt, daß er in einem Zeitbe- reich um die Nulldurchgänge der gleichgerichteten Halbwellen im Takt der doppelten Netzfrequenz periodiεch εchließt - ent¬ sprechend dem gleichnamig bezeichneten Schalter der Fig. 1.

Der Verbindungspunkt der Boost-Induktivität LB mit der Diode DS ist über einen zweiten gesteuerten Schalter SB mit Masse verbunden. Dieser zweite Schalter SB ist über eine zweite An- εteuerεchaltung AB εo gesteuert, daß der Ladekondensator CL in Zeitbereichen um die Nulldurchgänge der gleichgerichteten Halbwellen bei einer Taktfrequenz geladen wird, die erheblich höher als die Netzfrequenz ist, wobei die Ladespannung höher als der Scheitelwert der Netzspannung gewählt wird.

Der Schalter SB, der ebenso wie der Schalter ST z.B. als Feldeffekttransistor ausgebildet sein kann, wird mit einer Frequenz im kHz-Bereich, typisch zwischen 20kHz und 100kHz getaktet, jedoch nicht wie üblich über die ganze Halbperiode, sondern nur eine vorgewählte Zeit um die Nulldurchgänge.

Hierdurch werden die Typenleiεtung der Längsdrossel, hier der Boost-Induktivität LB, sowie des Transistorschalterε SB und auch die Verlustleistung der Gesamtschaltung veringert . Der Oberwellenanteil des Eingangεstromes IE kann gegenüber der einfachen Graetz-Gleichrichterschaltung mit Ladekondenεator stark herabgesetzt werden, da nun auch außerhalb der Spann- ungεmaxima ein Stromfluß erreicht wird und die Stromεpitzen im Bereich der Spannungsmaxima (vgl.Fig.2b) entfallen können.

Der mit doppelter Netzfrequenz getaktete Schalter ST wirkt wie bei der Ausführung nach Fig. 1 im Sinne einer Verbreite¬ rung der Stromimpulse im Bereich der Spannungεmaxima . Insge¬ samt ergibt sich ein über die Periodendauer gut verteilter Stromverlauf, wie sich aus Fig. 4 ablesen läßt. Fig. 4a zeigt den Verlauf der Ausgangsspannung und man erkennt deutlich die Spannungsüberhöhung an CL im Bereich der Nulldurchgänge, her¬ vorgerufen durch den Hochsetzsteller LB, SB, DS, CL (Boost- Converter) . Fig. 4a und 4b betreffen den Betriebsfall "100 % Nennlast" und aus Fig. 4b zeigt sich, daß - abgesehen von den Nulldurchgängen immer Eingangsstrom fließt. Fig. 4c betrifft eine Last von lediglich 25% Nennlast. In diesem Fall gibt es Zeitabschnitte, während welcher kein Eingangsstrom fließt, doch ist hier der Strom insgesamt geringer.

Mit der Schaltung nach Fig. 3 ergibt sich somit ohne erheb¬ lichen Mehraufwand eine weitere Verbesserung in Hinblick auf geringen Oberwellenanteil und Leistungsfaktor. Die gesteuer¬ ten Schalter SB, ST müssen je nur einen Teil der Gesamt¬ schaltleistung übernehmen, zumal der Stromfluß zur Last zum

Teil auch direkt über die Gleichrichterbrücke erfolgt. Insge¬ samt können für die Leistungεhalbleiter daher koεtengünsti- gere Typen gewählt werden.