이하에서는 첨부 도면 및 바람직한 실시예를 참조하여 본 발명을 상세히 설명한다. 참고로, 하기 설명에서 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있는 공지 기능 및 구성에 대한 상세한 설명은 생략한다.

먼저 도 1은 본 발명에 적용되는 MIMO 시스템을 예시한 것이다. MIMO 시스템은 전술한 바와 같이 송신단과 수신단의 안테나 수를 복수개로 늘려 복수개의 채널을 통해 송수신하는 방식으로, 도 1에서는 4개의 송신 안테나(TxAnt1, TxAnt2, TxAnt3, TxAnt4)를 구비하는 송신단과 2개의 수신 안테나(RxAnt1, RxAnt2)를 구비하는 수신단이 8개의 채널(h ₁₁ , h ₁₂ , h ₁₃ , h ₁₄ , h ₂₁ , h ₂₂ , h ₂₃ , h ₂₄ )을 통해 송수신하는 4×2 MIMO 시스템을 예시하였다.

도 2는 본 발명의 제1 실시예에 따른 채널 정보 전송 장치의 구성도이다.

도시된 바와 같이, 본 발명의 제1 실시예에 따른 채널 정보 전송 장치(100)는 채널 추정부(110), 경계값 산출부(120), 채널 양자화부(130), 채널 정보 생성부(140), 채널 정보 전송부(150) 등을 포함한다.

먼저, 채널 추정부(110)는 송신단과 수신단 사이에 형성된 복소 채널(complex channel)에 대하여 채널 행렬(channel matrix)의 각 요소(element)를 실수부(real part)와 허수부(imaginary part)로 분리하여 채널을 추정한다. 채널 추정은 예컨대 각 채널의 실수부와 허수부를 주기적으로 샘플링(sampling)하여 수행될 수 있으며, 이와 같이 추정된 채널값은 채널 양자화부(130)로 전송된다.

그리고, 경계값 산출부(120)는 상기 채널값을 양자화(quantization)하기 위한 기준이 되는 경계값을 채널 양자화부(130)로 전송한다. 경계값 산출부(120)는 양자화 레벨(quantization level) N에 상응하는 개수(N-1)의 경계값을 직접 계산하거나 또는 테이블 형태로 저장하고 있다가 이를 채널 양자화부(130)로 전송하는데, 이하에서는 도 3을 참고하여 본 실시예에 적용될 수 있는 경계값 산출 방법을 설명한다.

본 발명은 복소 채널 행렬이 복소 가우시안(Gaussian) 분포를 따른다고 가정하고, 가우시안 분포의 확률밀도함수(pdf; probability density function)와 누적분포함수(cdf; cumulative distribution function)를 이용하여 채널 행렬 요소의 실수부와 허수부를 양자화하기 위한 경계값을 산출한다.

이를 상술하면, 먼저 확률변수를 , 확률밀도함수를 , 양자화를 위한 경계값(boundary value)을 , 대표값(quantization value)을 라고 두고, 양자화에 의한 왜곡(distortion)을 D, 양자화 레벨(quantization level)을 N이라고 하면, 양자화에 의한 왜곡 D는 하기 수학식 2와 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 2]

여기서, D를 최소화 시키는 의 조건을 알기 위해서 D를 에 대해서 하기수학식 3과 같이 편미분하면, 하기 수학식 4와 같은 결과를 얻을 수 있다.

[수학식 3]

[수학식 4]

이에 의해, D를 최소화하는 경계값 는 대표값들( , )의 가운데 값이라는 것을 알 수가 있다.

다음에 D를 최소화하는 대표값을 알기 위해서 D를 에 대해서 하기 수학식 5와 같이 편미분하면, 하기 수학식 6과 같은 결과를 얻을 수 있다.

[수학식 5]

[수학식 6]

이에 의하면, 대표값 는 경계값 의 함수이며, 구간 , 동안의 평균이라는 것을 알 수 있다.

따라서, 먼저 를 정하고 를 구한 다음 다시 를 구하는 방식으로 와 의 유효 자리수가 변하지 않을 때까지 반복(iteration)해서 최종적으로 와 를 산출한다. 하기 표 1은 양자화 비트수(양자화 레벨)에 따라 이와 같은 방식으로 산출된 경계값과 대표값을 나타낸 것으로, 참고로 유효 자리수는 소수점 4자리로 설정하였다.

[표 1] 양자화 비트수에 따른 경계값과 대표값

한편, 채널 양자화부(130)는 채널 추정부(110)에서 추정된 채널값을 경계값 산출부(130)에서 제공된 경계값을 기준으로 양자화한다. 전술한 바와 같이, 본 발명에서는 채널 행렬 요소의 실수부와 허수부에 대하여 각각 양자화를 수행하며, 양자화된 결과는 채널 정보 생성부(140)로 전송된다.

채널 정보 생성부(140)는 채널 양자화부(130)에서 전송된 양자화 값을 인코딩(encoding)하여 채널 정보를 생성한다. 이 경우, 채널 정보는 각 채널 행렬 요소의 실수부와 허수부에 대한 정보가 상기 양자화 레벨에 상응하는 비트수로 각각 생성된다.

예컨대, 표 1과 관련하여 양자화 레벨(양자화 비트수)이 4인 경우, 채널 정보 생성부(140)에서 생성되는 채널 정보 및 이에 상응하는 양자화된 채널값은 하기 표 2와 같다.

[표 2] 양자화 레벨이 4인 경우 채널 정보 및 양자화된 채널값

즉, 채널 정보는 양자화된 채널값을 직접 나타내도록 구현될 수도 있지만, 바람직하게는 표 2에 예시된 테이블 형태 또는 채널 정보를 위한 기본 모드 코드북(base mode codebook) 형태에서 그 인덱스를 나타내도록 구현된다.

참고로, 도 4는 양자화 비트수에 따른 단일 유저(user)와 멀티유저(multiuser)의 SNR(Signal to Noise Ratio) 대 BER(Bit Error Rate)를 비교한 그래프이다. 먼저, 도 4a는 채널 행렬 요소의 실수부와 허수부를 각각 3비트로 양자화한 경우 단일 유저와 멀티유저의 SNR 대 BER를 나타내는 그래프인데, 이 경우 SNR이 15와 20 사이에서 단일 유저의 BER이 멀티유저 BER보다 더 나빠지는 크로스오버(crossover)가 발생됨을 알 수 있다. 그리고, 도 4b는 채널 행렬 요소의 실수부와 허수부를 각각 4비트로 양자화한 경우 단일 유저와 멀티유저의 SNR 대 BER를 나타내는 그래프인데, 이 경우에는 도 4a와 같은 크로스오버가 발생하지 않으며, 따라서 양자화 비트를 4비트(한 채널당 8비트) 이상으로 설정하는 것이 바람직함을 알 수 있다.

마지막으로, 채널 정보 전송부(150)는 이와 같이 생성된 채널 정보를 피드백 채널을 통해 송신단으로 전송한다.

이하에서는 도 5를 참조하여 본 발명의 제2 실시예에 따른 채널 정보 전송 장치를 설명한다. 참고로, 본 발명의 제2 실시예는 채널 정보 전송시 전체 채널 정보를 전송하지 않고 이전 채널 정보와의 차등 정보(differential information)만 전송하는 방식이다. 이는 채널 상태가 급변하지 않는 단기 채널 정보(short-term channel information)를 전송할 때 특히 바람직하다.

도시된 바와 같이, 본 발명의 제2 실시예에 따른 채널 정보 전송 장치(200)는 채널 추정부(210), 경계값 산출부(220), 채널 양자화부(230), 채널 정보 생성부(240), 차등 정보 생성부(250), 채널 정보 전송부(260) 등을 포함한다. 여기서 채널 추정부(210), 경계값 산출부(220), 채널 양자화부(230), 채널 정보 생성부(240)는 전술한 제1 실시예의 해당 구성요소와 실질적으로 동일하므로, 이하에서는 차등 정보 생성부(250)와 채널 정보 전송부(260)에 대하여 상술한다.

차등 정보 생성부(250)는 채널 정보 생성부(240)에서 전송된 현재의 채널 정보를 이전의 채널 정보와 비교하여 그 차이에 해당하는 차등 정보(differential information)를 생성한다. 이를 위해, 차등 정보 생성부(250)는 채널 정보 생성부(240)에서 전송된 채널 정보를 임시 저장하기 위한 버퍼(buffer) 등을 구비할 수 있으며, 상기 버퍼에 저장된 이전 채널 정보와 채널 정보 생성부(240)에서 바로 전송된 현재 채널 정보를 비교하여 그 차이에 해당하는 차등 정보를 생성한다.

예컨대, 채널 행렬 요소의 실수부 및 허수부에 대해 각각 4비트의 양자화를 통해 생성된 8비트의 채널 정보의 경우, 최초 생성된 8비트 채널 정보는 비교를 위한 이전 채널 정보가 없으므로 그 자체가 차등 정보로 생성되고(이 경우 버퍼를 모두 0으로 설정할 수 있음), 두번째 채널 정보부터는 버퍼에 저장된 바로 이전의 실수부 및 허수부의 채널 정보와 비교하여 그 차이에 해당하는 예컨대, 1비트 또는 2비트(한 채널 전체로는 2비트 내지 4비트)의 차등 정보를 생성한다.

여기서, 차등 정보는 예컨대 이전 채널 정보를 기준으로 소정 단계 높이거나 낮추기 위한 정보(예컨대, 차등 정보가 1비트로 생성되는 경우 0은 한 단계 내리고 1은 한 단계 올림)를 나타내도록 구현될 수 있으며, 또는 채널 정보를 위한 차등 모드 코드북(differential mode codebook)의 인덱스를 나타내도록 구현될 수 있다.

참고로, 도 6은 동일한 8비트를 사용하여 직교좌표(rectangular coordinate) 방식과 극좌표(polar coordinate) 방식으로 각각 양자화한 경우 총 용량(sum capacity)의 차이를 나타내는 그래프인데, 본 발명과 같이 실수부와 허수부를 각각 4비트로 양자화한 경우가 가장 우수하다는 것을 알 수 있으며, 이는 극좌표 방식을 사용한 경우 채널 행렬 요소를 5비트의 위상(phase)과 3비트의 크기(magnitude)로 양자화한 경우만이 직교좌표 방식과 유사한 성능을 보인다는 것을 알 수 있다. 그러나, 채널 행렬 요소의 실수부와 허수부를 구하는 계산량이 위상과 크기를 구하는 계산량보다 작으므로, 실제 구현에 있어서는 본 발명과 같이 직교좌표를 이용하는 방식이 훨씬 유리하다.

마지막으로, 채널 정보 전송부(260)는 이와 같이 생성된 차등 정보를 피드백 채널을 통해 송신단으로 전송한다. 이 경우, 전술한 바와 같이, 최초 전송시는 예컨대 8비트의 전체 채널 정보가 전송되고, 그 이후부터는 2 비트 내지 4비트의 차등 정보가 전송된다.

이하에서는 도 7 및 도 8을 참조하여 본 발명에 따른 채널 정보 전송 방법을 설명한다. 참고로, 본 발명에 따른 채널 정보 전송 방법에 대한 구체적 과정 또는 동작 원리는 전술한 채널 정보 전송 장치에 대한 설명을 참조할 수 있으므로 중복적인 설명은 생략한다.

도 7은 본 발명의 제1 실시예에 따른 채널 정보 전송 방법의 흐름도이다.

이를 상술하면, 먼저 단계 S710에서, 수신단은 송신단과 형성된 복소 채널에 대하여 채널 행렬의 각 요소를 실수부와 허수부로 분리하고, 분리된 채널 행렬 요소의 실수부 및 허수부에 대하여 채널을 추정한다. 그리고, 단계 S720에서, 이와 같이 추정된 채널 행렬 요소의 실수부 및 허수부의 채널값을 각각 경계값을 기준으로 양자화한다. 이 경우 경계값은 가우시안(Gaussian) 분포를 이용하여 산출하는 것이 바람직하다.

그리고, 단계 S730에서, 수신단은 채널 행렬 요소의 실수부 및 허수부에 대해 각각 양자화된 값을 인코딩(encoding)하여 소정 비트의 채널 정보를 생성한다. 그리고, 단계 S740에서, 상기 생성된 소정 비트의 채널 정보를 송신단으로 전송한다.

도 8은 본 발명의 제2 실시예에 따른 채널 정보 전송 방법의 흐름도이다. 참고로, 본 실시예는 채널 정보 전송시 차등 정보를 전송하는 방식이다.

이를 간단히 설명하면, 먼저 단계 S810에서, 수신단은 채널 행렬의 각 요소를 실수부와 허수부로 분리하고, 분리된 채널 행렬 요소의 실수부 및 허수부에 대하여 채널을 추정한다. 그리고, 단계 S820에서, 채널 행렬 요소의 실수부 및 허수부의 채널값을 각각 경계값을 기준으로 양자화한다. 그리고, 단계 S830에서, 채널 행렬 요소의 실수부 및 허수부에 대해 각각 양자화된 값을 인코딩(encoding)하여 소정 비트의 채널 정보를 생성한다.

한편, 단계 S840에서는, 현재의 채널 정보를 바로 이전의 채널 정보와 비교하여 차등 정보(differential information)를 생성한다. 이 경우, 최초 채널 정보는 그 자체가 차등 정보로 이용된다. 그리고, 단계 S850에서, 이와 같이 생성된 차등 정보를 송신단으로 전송한다. 즉, 처음에는 최초의 채널 정보를 송신단으로 전송하고, 그 후 이전 채널 정보와의 차등 정보를 송신단으로 전송한다.

마지막으로, 도 9는 도 7과 도 8의 양자화 단계(S720, S820)에서 가우시안 분포를 이용하여 양자화 경계값 산출하는 과정을 설명하는 흐름도이다. 이에 대한 상세 내용은 전술한 경계값 산출부(120, 220)를 참고할 수 있다.

먼저, 단계 S910에서, 양자화 레벨에 상응하는 개수의 대표값을 설정한다. 예컨대, 도 3과 같이 양자화 레벨이 4인 경우, 크기 순서로 임의의 3개의 경계값 , , 를 설정한다. 그리고, 단계 S920에서, 설정된 경계값을 기준으로 왜곡 D가 최소가 되는 대표값 , , , 를 산출한다(수학식 5,6 참조). 그리고, 단계 S930에서, 산출된 대표값 , , , 를 기준으로 다시 경계값 , , 를 산출한다(수학식 3,4 참조). 그리고, 단계 S940에서, 산출된 경계값을 이전의 경계값과 비교한다. 이 경우, 동일성 여부는 유효 자리수까지만 비교하는 것이 바람직하다. 만약, 이전의 경계값과 새로 산출된 경계값이 다른 경우에는 다시 단계 S920으로 진행하여 대표값과 경계값을 산출하는 단계(S920, S930)를 되풀이한다. 참고로, 전술한 단계 S910 내지 S940은 대안적으로 먼저 대표값을 설정한 후에 경계값과 대표값을 반복하여 계산하는 방식으로 최종 경계값을 산출할 수도 있다. 한편, 만약 이전의 경계값과 새로 산출된 경계값이 동일한 경우에는 단계 S950으로 진행하여, 산출된 최종 경계값을 이용하여 양자화를 수행한다.

참고로, 전술한 본 발명에 따른 채널 정보 전송 장치 및 방법에서, 채널 행렬 요소의 실수부와 허수부를 각각 4비트로 양자화하는 것을 예시하였는데, 이와 같이 채널 행렬 요소를 8비트(실수부 4비트, 허수부 4비트)로 양자화할 경우 시스템 성능을 일정 수준 이상 유지하면서도 전송되는 비트수를 줄일 수 있어 매우 효과적이다.

예컨대, 도 1의 4×2 MIMO 시스템인 경우, 수신단의 각 수신 안테나는 해당 4개의 채널에 대하여 각각 32비트의 채널 정보를 전송하는데, 이는 코드북을 이용할 경우 17비트의 채널 정보를 전송하는 성능과 대등하게 관찰되었다. 따라서, 코드북을 이용할 경우 수신단의 계산(특이값 분해, 코드워드 비교 등)이 매우 복잡하다는 점을 고려할 때, 본 발명은 최적화된 비트수로 채널 정보를 효율적으로 전송함을 알 수 있다.

특히, 본 발명을 복수개의 안테나를 구비하는 기지국과 각각 하나의 안테나를 구비하는 단말들로 구성되는 C-MIMO(Collaborative MIMO) 시스템에 적용할 경우, 각 단말은 하나의 안테나만을 사용하기 때문에 복수개의 안테나를 사용하는 경우보다 피드백되는 정보량을 크게 줄일 수 있다.

지금까지 본 발명을 바람직한 실시예를 참조하여 상세히 설명하였지만, 본 발명이 속하는 기술분야의 당업자는 본 발명의 기술적 사상이나 필수적 특징들을 변경하지 않고서 다른 구체적인 다양한 형태로 실시할 수 있는 것이므로, 이상에서 기술한 실시예들은 모든 면에서 예시적인 것이며 한정적인 것이 아닌 것으로서 이해해야만 한다.

그리고, 본 발명의 범위는 상기 상세한 설명보다는 후술하는 특허청구범위에 의하여 특정되는 것이며, 특허청구범위의 의미 및 범위 그리고 그 등가개념으로부터 도출되는 모든 변경 또는 변형된 형태는 본 발명의 범위에 포함되는 것으로 해석되어야 한다.