Verfahren zur Richtstrahlbildung in Peilanlagen Die Erfindung befaßt sich mit der Richtstrahlbildung (beam forming) in Peil-, Ortungs-und Vermessungsanlagen und kann sowohl bei der Anwendung akustischer als auch elektromagnetischer Wellen einschließlich Lichtwellen zum Einsatz kommen. Ziel der Erfindung ist eine stärkere Bündelung des Richtstrahls sowie eine erhöhte Nebenzipfelunterdrückung des Richtdiagramms. Hierdurch läßt sich das Auflösungsvermögen solcher Anlagen verbesseren.

Bei herkömmlichen Peilanlagen ist die kleinste erzielbare Strahlbreite und damit die Auflösung außer von der Wellenlänge und der Wellenausbreitungsgeschwindigkeit im Medium in erster Linie von den geometrischen Abmessungen der Empfangs-bzw. Sendeanordnung, der sogenannten Apertur, abhängig. Je kürzer die Wellenlänge ist und je größer die Antennenabmessungen sind, umso schärfer läßt sich der Strahl bündeln. Ist die Antenne aus mehreren Einzelwandlern aufgebaut, so läßt sich durch phasenversetzte Ansteuerung bzw. Abtastung nicht nur die Hauptrichtung des Antennendiagramms schwenken, sondern durch Staffelung auch die Strahlbreite und die Nebenpegelunterdrückung in gewissem Umfang beeinflussen.

Aus DE 42 09 351 C2 sowie dem Buch"Sekundär-Radar"von P. Honold, Siemens AG, 1971 S. 45 bis 48 ist es bekannt, durch Bilden der Differenz zwischen dem Summendiagramm zweier eng benachbarter Antennen und dem entsprechenden Differenzdiagramm eine höhere Bündelung des Antennendiagramms zu erzielen.

Weiterhin wird in dem Buch"Introduction to monopulse"von D. R. Rhodes, McGraw-Hill Book Company Inc., New York 1959 ein Verfahren nach dem Gattungsbegriff der unabhängigen Ansprüche beschrieben, wobei das Summendiagramm durch Aufsummieren aller Wandlersignale und anschließende Betragsbildung erzeugt wird. Durch die nachfolgende Differenzbildung aus diesem Summendiagramm und dem Differenzdiagramm wird zwar die Hauptkeule schmaler, aber es treten im Winkelabstand von 10° zu beiden Seiten der zentralen Hauptkeule starke erste Nebenkeulen auf.

Mit der in den unabhängigen Ansprüchen gekennzeichneten Erfindung gelingt es, ohne zusätzlichen Antennenaufwand, allein durch eine neuartige Signalverarbeitung, die Strahlbündelung zu erhöhen und die Nebenzipfel stärker zu unterdrücken. Das gemeinsame Prinzip aller Ausführungsformen besteht darin, daß die Apertur in zwei vorzugsweise gleiche Wandler oder Wandlergruppen

aufgeteilt wird und entweder das Zweifache des Betrags des Peilsignals einer der beiden Wandlergruppen oder die Summe der Beträge der Peilsignale beider Wandlergruppen zum Betrag eines aus den beiden Peilsignalen ermittelten Differenzsignals z. B. durch Verhältnis-oder Differenzbildung in Beziehung gesetzt wird Dabei besteht jede Wandlergruppe im einfachsten Fall aus je einem Wandler. Die Erfindung ist aber auch bei Wandlerzeilen, ebenen oder gekrümmten Wandlerarrays, Kreisbasen oder dergleichen anwendbar. Vorteilhafte Ausgestaltungen und Einzelheiten der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Dadurch, daß die Erfindung als"Summensignal"entweder gemäß Anspruch 2 und 3 den Betrag des Ausgangssignals einer der beiden Wandlergruppen nimmt oder gemäß Anspruch 1 und 4 die Beträge der Ausgangssignale der beiden Wandlergruppen summiert, liegen alle und insbesondere die sonst besonders störenden ersten Nebenkeulen des Summensignals an der gleichen Stelle wie die ersten Nebenkeulen des ebenfalls aus den Beträgen gebildeten Differenzsignals und heben sich bei der Quotientenbildung gemäß Anspruch 1 oder 2 bzw. bei der Differenzbildung gemäß Anspruch 3 und 4 weitgehend auf. Dies führt gegenüber der aus dem Stand der Technik bekannten Art der Summensignalbildung zu einer erheblichen Reduzierung der Nebenkeulen.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand in den Zeichnungen wiedergegebener Ausführungsbeispiele und Diagramme erläutert. Zur Beschreibung des Prinzips ist in Fig. la ein aus einem linken und einem rechten Halbwandler WL bzw. WR bestehender elektroakustischer Wandler in Draufsicht dargestellt, wie er in Wasserschall-Ortungsanlagen Anwendung findet. Jeder Halbwandler hat beispielsweise eine Breitenausdehnung von 4 ? L (A. = Schallwellenlänge im Wasser). Er kann aus mehreren gleichphasig oder phasenversetzt erregten bzw. abgetasteten Einzelwandlern bestehen. Die Hauptstrahlrichtung z (vgl. Fig. lb) steht senkrecht auf den in der xy- Ebene dargestellten Wandlerstrahlflächen. In Fig. lb ist das Koordinatensystem dargestellt, in welchem die Aufpunkte P (x, y, y) in der zx-Ebene angegeben werden.

Fig. 2a zeigt die normierte Fernfeld-Richtcharakteristik eines der beiden Halbwandler WL oder WR in der zx-Ebene, d. h. das komplexe Empfangssignal SL (oder SR) in Abhängigkeit vom Aufpunktwinkel y, jedoch wie üblich-und auch in den folgenden Richtcharakteristiken gemäß den Fig. 2 und 3-in logarithmischer Dehnung und normiert auf den größten Wert 9ILmax nach der Beziehung R'L = 20 log |#L : #Lamx |, so daß der Maximalwert der normierten logarithmierten Größe R'L grundsätzlich in der Hauptrichtung der Richtcharakteristik 0 dB beträgt. Die Fernfeldcharakteristik ist für beide Halbwandler WL und WR gleich, weshalb die Richtcharakteristik von Fig. 2a auch für den rechten Halbwandler WR gilt, d. h. R'L = R'R.

Die 3dB-Bündelungsbreite beträgt 12, 6°.

In Fig. 2b ist der Stand der Technik, nämlich die Bildung einer Summen-Richtcharakteristik R'sm des Gesamtwandlers durch phasenrichtige Addition der Signale 9qL und SR der beiden Halbwandler WL und WR gezeigt, d. h. RSum = RL + RR bzw. R'Sum = 20 log |RSum : RSum max|.

Man erkennt, daß mit der bekannten Summen-Richtcharakteristik eine 3dB-Bündelungsbreite von 6, 3° und eine Nebenpegelunterdrückung von etwa 13, 4dB erzielbar ist.

Bildet man mit einer Wandleranordnung nach Fig. la aus den Empfangssignalen der beiden Wandler die Signaldifferenz tD = RL - RR, so erhält man die in Fig. 2c gestrichelt eingezeichnete Richtcharakteristik R'D = 20 log | 29 X | mit einer scharfen Quasi- Nullstelle in Vorwärtsrichtung. Die in Fig. 2c ausgezogen eingetragene Linie ist das Richtdiagramm R'L bzw. R'R eines der beiden Einzelwandler WL bzw. WR. Die Differenz-Richtcharakteristik R'D in Fig. 2c hat für alle Richtungen eines z. B. einfallenden Echosignals Werte, welche kleiner sind als die der Halbwandlercharakteristik R'L bzw. R'R. Die Nebenzipfel von Differenz-und Halbwandler- CharaLteristik weisen fast durchweg in die gleiche Richtung.

Dies läßt erkennen, daß man mit der erfindungsgemäßen Erzeugung eines resultierenden Ausgangssignals RHYP durch Quotientenbildung 2 # |RL|:|RD| oder Differenzbildung 2 . ! im Vergleich zur bekannten Summencharakteristik entsprechend Fig. 2b zu einer wesentlich stärkeren Bündelung und zugleich zu einer verbesserten Nebenpegelunterdrückung kommt. Der Faktor 2 vor | berücksichtigt, daß die in Fig. 2c gestrichelt eingezeichnete Differenz-Richtcharakteristik auf das Doppelte des Maximums der Halbwandlerkurve 93L bzw. R normiert wurde.

Wegen der Idendität |RL|#|RR| im fernfeld kann man zur Quotienten-bzw. Differenzbildung anstelle des zweifachen Betrags des Halbwandlersignals 91L bzw. SR die Betragssumme beider Halbwandlersignale RBsum = |RL|+|RR| verwenden, also den Quotienten RBSum : |RD| oder die Differenz RBSum - |RD| bilden. bilden. beachten beachten ist, daß eine Quotienten-bzw. Differenzbildung der Beträge der Halbwandlersignale und der Halbwandlersignaldifferenz selbst erfolgt, und nicht der in Fig. 2a und 2c dargestellten normierten logarithmierten Werte.

Da für die Hauptpeilrichtung, also an der Nullstelle des Differenzsignals 9ton, bei einer Quotientenbildung das Ausgangssignal RBSum: |RD| oder 2 |RL|:|RD| wegen der Division durch in der Praxis auftretende Stör-und Rauschspannungen erheblich schwanken dürfte, wird im

folgenden der Ausführungsform mit Differenzbildung (1) RHYP=2#|RL|-|RD| bzw.

(2) RHYP = RBSum - |RD| = |RL|+|RR|-|RL-RR| der Vorzug gegeben.

Das erwähnte Nullstellenproblem läßt sich allerdings lösen, wenn man das aus den beiden Halbwandlersignalen gebildete Differenzsignal |RD| an der Nullstelle in Vorwärtsrichtung nicht unter einen vorgegebenen Mindestpegel absinken läBt.

Fig. 2d gibt eine im folgenden Hypercharakteristik R'HYP genannte Richtcharakteristik wieder, welche durch Differenzbildung aus der Betragssumme RBSum der Signale der beiden Einzelwandler einerseits und dem Betrag der Signaldifferenz RD andererseits hervorgegangen ist. Erzielt wird hierdurch eine gegenüber der Summencharakteristik R'Sum nach Fig. 2b von 6, 2° um den Faktor 2, 4 verschmälerte 3dB-Bündelungsbreite von nunmehr etwa 2, 6° sowie eine noch weiter verbesserte Nebenzipfelunterdrückung. Dabei beträgt die Nebenzipfelsunterdrückung des stärksten verbliebenen Nebenzipfels etwa 20, 5dB und ist damit im Vergleich zu der des Summensignals um 7dB besser.

Die Bildung der resultierenden Hypercharakteristik R'HYP gemäß Fig. 2d erfolgt durch komplexe Signaladdition und-subtraktion nach folgenden Gleichungen : <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> (3) R'HYP(γ) = 20 log[RHYP(γ) : RHYPmax(γ)], wobei<BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> (4) RHYP(γ) = |RL(γ)|+|RR(γ)|-|RD(γ)| mit RHYP (Y) : Wert der Hypercharakteristik für den Aufpunktwinkel y flL (Y), 93R (Y) : Komplexer Richtcharakteristik-oder Empfangssignalwert des linken bzw. rechten Einzelwandlers für den Aufpunktwinkel y SI} (Y) = 9IL (Y)-91R (Y) : Komplexer Wert der Signaldifferenz als Funktion von y Da RL(γ) und RR(γ) konjugiert komplex sind, gilt |RL(γ)|#|RR(γ)| und somit beispielsweise auch (5) RHYP(γ) = 2|RL(γ)|-|RD(γ)| = 2|RR(γ)|-|RD(γ)|

An sich kann die Hypercharakteristik mit Gleichung (4) oder (5) berechnet werden und führt zur gleichen Kennlinie. Bei Ortungsaufgaben in der Praxis wird man vorteilhaft die Empfangssignale der beiden Wandler oder Wandlergruppen WL und WR nach Gl. (4) verarbeiten. weil sich dann evtl. vorhandene Unterschiede in den akustischen Eigenschaften der beiden Einzelwandler oder Wandlergruppen sowie mögliche Unterschiede in der Störbeaufschlagung beider Wandler besser gegeneinander aufheben oder herausmitteln lassen. Die Richtcharakteristik nach Fig. 2d wurde nach Gl. (4) erzeugt und führt wie erwähnt gegenüber der bekannten Summencharakteristik von Fig. 2b zu einer Verbesserung der 3dB-Bündelbreite um den Faktor 2, 4 und der Nebenzipfelunterdrückung des stärksten Nebenzipfels um7dB. Die in Gl. (4) aufgeführten Beträge entsprechen den Signalamplituden an den beiden Wandlern und sind dem an den Wandlern auftretenden Schalldruck proportional. Die berechnete und in Fig. 2d dargestellte GröBe R'Hp ist die wie üblich logarithmisch aufgetragene Signalamplitude.

Die nach dem bisher beschriebenen Prinzip gebildete Richtcharakteristik läßt sich in Weiterbildung der Erfindung gezielt weiter verschmälern aber auch verbreitern, wenn die Halbwandlersignale 91L und MR nach der folgenden allgemeinen Gleichung verarbeitet werden : (6) RHyp (y, n) =[(|RL|+|RR|)n-|RL-RR|n]l/n mit 0< n < oo und |RL|#|RR|.

Dabei ist (|RL|+|RR|)n = (RBsum)n Für n = 1 stimmen die Gleichungen (4) und (6) überein, d. h. es erfolgt eine Differenzbildung der dem Schalldruck entsprechenden Größen. Mit n = 2 erhält man, wie leicht erkennbar ist, die Quadratwurzel der Differenz der Quadrate, also wieder eine der Signalamplitude entsprechende Größe RHYP(γ,2), die mathematisch nachweisbar identisch mit dem Summensignal in Fig. 2b ist gemäß RHYP(γ,2) # |RSum|. Wählt man hingegen n < 1, z. B. n ='/2, su lautet Gl. (6) dann : (6a) RHYP(γ,½) = [}|RL|+|RR|}1/2-{|RL-RR|}1/2]2, und man erhält eine noch schmaler gebündelte Hauptkeule der Hypercharakteristik und noch weiter abgesenkte Nebenzipfel. Nach Gl. (6) bleibt RHyp (y, n) immer eine der Signalamplitude entsprechende Größe und ergibt sich nicht etwa durch eine reine Dehnung der Skala wie bei einem Quadrieren der Summencharakteristik sum) nl

In den Fig. 3a bis 3c sind nach Gl. (6) berechnete Richtcharakteristiken für verschiedene Wert des Parameters n, nämlich für n = 4, n = I/2 und n = 1/3, wiedergegeben. Vergleicht man das Diagramm nach Fig. 3a für n = 4 mit der Kurve nach Fig. 2b für n = 2 (Summencharakteristik der beiden Wandler), so zeigt sich eine deutliche Verbreiterung der Hauptkeule auf eine 3dB- Bündelbreite von 9, 1° und eine Erhöhung der Nebenzipfel. Mit wachsendem n nimmt also die Bündelbreite zu. Eine Wahl von n > 2 bringt also für die meisten Anwendungsfälle eher Nachteile als Vorteile. Umgekehrt wird die Hauptstrahlbreite verringert, wenn man n < 1 wählt. So zeigt Fig. 3b mit n = 1/2 gegenüber Fig. 2d mit n = I eine Verringerung der 3dB-Bündelbreite von 2, 6° auf nur noch 0, 23° und eine Nebenzipfeldämpfung von 33, 5dB. Arbeitet man mit n = 1/3, so beträgt die 3dB-Bündelbreite der Hypercharakteristik in Fig. 3c nur noch 0, 02° und die Dämpfung des stärksten Nebenzipfels etwa 46dB.

Bei Untersuchungen, inwieweit das erfindungsgemäße Verfahren für Fertigungstoleranzen der Wandler empfindlicher ist als die herkömmliche Bildung der Summe sium, wurde festgestellt, daß sich beispielsweise statistisch verteilte Wandlertoleranzen mit 10° Phasenschwankung und 2dB Empfindlichkeitsschwankung für die Fälle n = 1 und n = 1/2 nur gering auswirken und die Vorteile der Erfindung keineswegs in Frage stellen. Diese Toleranzrechnungen wurden für die in Fig. la skizzierte Anordnung mit zwei gleichen Wandlergruppen aus je 8 parallelgeschalteten Wandlem durchgeführt. Die Erfindung ist jedoch gleichermaßen bei Wandlerarrays vorteilhaft anwendbar, und zwar auch beim phasen-oder laufzeitgesteuerten Schwenken der Hauptkeule sowie beim Einsatz sog. Shadingfunktionen. Voraussetzung ist die Aufteilung des Arrays in zwei mittensymetrische Wandlergruppen, deren Richtcharakteristiken sich auch in der Praxis nicht zu sehr unterscheiden dürfen. Auch bei räumlichen Wandlerarrays, insbesondere Kreisbasen, kann die Erfindung nutzbringend eingesetzt werden.

Bei der Bildung des Summensignals Rasum war bisher davon ausgegangen worden, daß beide Einzelwandlersignale SL und RR gleichgewichtig in die Summenbildung eingehen. Bei Identität der Betragssignale 193LI kann das Summensignal jedoch auch nach der allgemeineren Beziehung (7) RBSum = a#|RL| + b#|RR| mit a + b = 2 gebildet werden.

Ein Blockschaltbild einer Schaltungs-oder Rechenanordnung für die Signalverarbeitung nach Gl. (4) (bzw. Gl. (6) mit n = 1) ist in Fig. 4 wiedergegeben. Die linken und rechten Einzelwandler WL und WR können aus einer Vielzahl von Wandlerelementen bestehen, die intern parallelgeschaltet sind. An die linken und rechten Wandler WL und WR sind über linke und rechte Signalvorverarbeitungseinrichtungen SVL bzw. SVR einerseits die linken und rechten Betragbildner BL bzw. BR und andererseits der differenzbildende Addierer ADD angeschlossen.

Damit stehen die Signale 191LI und 191RI sowie SL-9RR zur Verfugung. Die beiden erstgenannten Signale werden dem summenbildenden Addierer ADS und das letztgenannte Differenzsignal wird dem Betragbildner BD zugeleitet. Damit erhält man die Betragssumme Rasum rm = |RL|+|RR| der beiden Halbwandlersignale sowie den Betrag |RD| = |RL-RR| des Differenzsignals. Diese beiden Betragssignale gelangen zum differenzbildenden Addierer ADR, welcher das resultierende Ausgangssignal Rnyp fur n = I liefert. Die herkömmliche Summencharakteristik 19isl.. bekäme man, wenn man im rechten Addierer ADD statt der Differenz TL-RR die Summe 9+R und aus dieser Summe anschließend den Betrag bildet.

Fig. 5 zeigt in Form eines Blockschaltbilds die Signalverarbeitung nach Gl. (6), wobei die beiden Wandlerhälften jeweils aus einer gleichen Anzahl von Wandlerelementengruppen oder Wandlerzeilen Z zusammengesetzt sind, deren Ausgangssignale nach geeigneter Signalvorverarbeitung (Verstärkung, Filterung, ggfs. A/D-Umsetzung usw.) in den Vorverarbeitungseinrichtungen SVL und SVR dem linken bzw. rechten Halbrichtstrahlformer HL bzw. HR zugeleitet werden. Deren Ausgangssignale 9lL und 9sR werden wie in Fig. 4 einerseits den beiden Betragbildnern BL und BR sowie andererseits dem differenzbildenden Addierer ADD zugefiihrt. An die Ausgänge der Betragbildner BL und BR ist ein summenbildender Addierer ADS und an den Ausgang des differenzbildenden Addierers ADD ein Betragbildner BD für das Differenzsignal angeschlossen. Zwischen deren Ausgang und den differenzbildenden Addierer ADR ist hier jeweils ein Potenzierer PS für das Betrags-Summensignal (|RL|+|RR|)n und PD für das Betrags-Differenzsignal |RL-RR|n eingeschaltet. An den Addierer ADR schließt sich ein weiterer Potenzierer PR an, der gemäß Gl. (6) die Differenz seiner Eingangssignale mit 1/n potenziert, d. h. die n-te Wurzel zieht und damit das resultierende Ausgangssignal RHYP (n) der Hyper-Richtcharakteristik bereitstellt.

Mit den erwähnten Halbrichtstrahlbildnern HL und HR kann in bekannter Weise die Hauptstrahlrichtung geschwenkt bzw. auf eine von der Vorausrichtung abweichende Richtung eingestellt werden. Würde man die von den beiden Halbrichtstrahlbildnern HL, HR erzeugten

Signale L und Mp addieren und den Betrag der Summe bilden, erhielte man auch hier die bekannte Summencharakteristik |RSum|. Dies bedeutet, daß der Signalverarbeitungsaufwand bis zu dieser Betragsbildung der gleiche ist wie bei einem herkömmlichen Summen-Richtstrahlbildner.

Der durch die Erfindung bedingte Zusatzaufwand beschränkt sich folglich auf zwei Betragsbildungen sowie zwei Additionen von zwei Werten und erfordert nur für den Fall von n ? 1 drei Potenzieroperationen. Sofern n = 1 ist, entfallen ersichtlich die in Fig. 5 eingezeichneten Potenzierer PS für die Summe und PD für die Differenz sowie PR für das Ausgangssignal des Addierers ADR. Die Signalverarbeitung erfolgt bevorzugt digital in einem geeignet programmierten Mikrorechner.

Soll der Richtstrahl gleichzeitig in zwei zueinander senkrechten Ebenen mit der erfindungsgemäßen Signalverarbeitung verbessert, also schärfer gebündelt werden, so wird das Wandlerfeld beispielsweise, wie in Fig. 6 gezeigt, in vier Quadranten aufgeteilt, um die Hyper-Richtstrahlbildung sowohl in der xz-als auch in der yz-Ebene vorzunehmen. Für die Hyperstrahlbildung in der xz- Ebene faßt man jeweils die beiden linken und rechten Quadranten WLV und WRV bzw. WLH und WRH zusammen und für die yz-Ebene jeweils die beiden hinteren und vorderen Quadranten WLH und WLv bzw. WRH und WRV. Die Vorschriften zur Bildung des resultierenden Richtstrahls lauten dann (8) RL = RLH+RLV RR = RRH+RRV RH = RLH+RRH Sv = 9ILV "RV Für die Richtcharakteristik in der xz-Ebene ergibt sich entsprechend Gl. (6) (9a) RHYP XZ (γ,n) = [(|RL|+|RR|)n - |RL-RR|n]l/m und für die yz-Ebene (9b) RHYP XZ (γ,m) = [(|RH|+|RV|)m - |RH-RV|m]l/m Zur Erzeugung eines in beiden Ebenen schärfer gebündelten Richtstrahls werden die Ergebnisse dieser beiden Gleichungen miteinander in geeigneter Weise verknüpft, z. B. multipliziert und/oder

es erfolgt eine Mittelwertbildung. Die unterschiedlichen Potenzen n und m ermöglichen es, die Bündelung des resultierenden Richtstrahls in den beiden senkrecht zueinander stehenden Ebenen unterschiedlich zu gestalten.

Die als Ausführungsbeispiel beschriebene Empfangssignalverarbeitung einer Echolot-oder Sonaranlage läßt erkennen, daß die Erfindung auch bei Peilanlagen, welche mit anderen, z. B. elektromagnetischen Wellen einschließlich Lichtwellen, arbeiten bei entsprechender Ausgestaltung der Vorrichtungen ebenso erfolgreich angewandt werden kann. Die Wandler sind dann beispielsweise durch Antennen bzw. Elementarantennen, z. B. Dipole oder optische Sensoren gebildet. Auch ist die Erfindung keineswegs auf die Empfangssignalverarbeitung beschränkt, sondern kann im Prinzip auch zur Erzielung stark gebündelter Sendestrahlen eingesetzt werden.